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| 審決分類 |
審判 査定不服 2項進歩性 特許、登録しない。 H04J 審判 査定不服 5項独立特許用件 特許、登録しない。 H04J |
|---|---|
| 管理番号 | 1260185 |
| 審判番号 | 不服2010-25182 |
| 総通号数 | 153 |
| 発行国 | 日本国特許庁(JP) |
| 公報種別 | 特許審決公報 |
| 発行日 | 2012-09-28 |
| 種別 | 拒絶査定不服の審決 |
| 審判請求日 | 2010-11-09 |
| 確定日 | 2012-07-13 |
| 事件の表示 | 特願2005-511926「送信装置、受信装置、無線通信システム」拒絶査定不服審判事件〔平成17年 1月27日国際公開、WO2005/008931〕について、次のとおり審決する。 |
| 結論 | 本件審判の請求は、成り立たない。 |
| 理由 |
第1.手続の経緯 本願は、2004年7月16日(国内優先権主張 平成15年7月16日)を国際出願日とした出願であって、平成22年8月23日付けで拒絶査定がなされ、これに対し、平成22年11月9日に拒絶査定に対する審判請求がなされるとともに同日付けで手続補正がなされたものである。 第2.補正却下の決定 [補正却下の決定の結論] 平成22年11月9日付けの手続補正を却下する。 [理由] 1.本願発明と補正後の発明 上記手続補正(以下、「本件補正」という。)は、補正前の平成22年6月2日付けの手続補正書の特許請求の範囲の請求項5に記載された、 「【請求項5】 複数の送信アンテナ(104-1、104-2)によって並列に送信信号(ｓ1、ｓ2)を送信する送信装置(51;61)と、前記送信信号(ｓ1、ｓ2)を複数の受信アンテナ(105-1?105-2;105-1?105-4)によって受信し、送信信号(ｓ1,ｓ2)と受信信号(ｒ1,ｒ2;ｒ1?ｒ4)を関係づけるチャネル行列(H)を推定して、該チャネル行列に基づいて復調を行う受信装置(52;62)とを備えた無線通信システムにおいて、 前記受信装置は、 既知の信号電力及び既知の雑音電力を用い、前記チャネル行列(H)に基づいて、信号系列ごとに無線回線品質を推定するための物理量を計算する計算手段(501;601)と、 前記計算手段が計算した物理量に基づいて無線回線品質を評価し、前記送信装置による次回の伝送における伝送パラメータ(Xneｘｔ)を信号系列ごとに決定する決定手段(111)と、 前記決定手段が決定した伝送パラメータを前記送信装置に送信する送信手段(71)と、 前記受信信号から伝送パラメータの変更を信号系列ごとに検出する検出手段(107)とを有し、 前記送信装置は、 前記決定手段が送信した前記伝送パラメータを受信する受信手段(72)と、 前記受信手段で受信した前記伝送パラメータに基づいて、信号系列ごとに伝送を制御する手段(201-1,201-2)とを有する、ことを特徴とする無線通信システム。」 という発明(以下、「本願発明」という。)を、補正後の特許請求の範囲の請求項5に記載された、 「【請求項5】 複数の送信アンテナ(104-1、104-2)によって並列に送信信号(ｓ1、ｓ2)を送信する送信装置(51;61)と、前記送信信号(ｓ1、ｓ2)を複数の受信アンテナ(105-1?105-2;105-1?105-4)によって受信し、送信信号(ｓ1,ｓ2)と受信信号(ｒ1,ｒ2;ｒ1?ｒ4)を関係づけるチャネル行列(H)を 推定して、該チャネル行列に基づいて復調を行う受信装置(52;62)とを備えた無線通信システムにおいて、 前記受信装置は、 既知の信号電力及び既知の雑音電力を用い、前記チャネル行列(H)に基づいて、前記既知の信号電力、前記既知の雑音電力および前記チャネル行列(H)の行列要素の四則算により、信号系列ごとに無線回線品質を推定するための物理量を計算する計算手段(501;601)と、 前記計算手段が計算した物理量に基づいて無線回線品質を評価し、前記送信装置による次回の伝送における伝送パラメータ(Xneｘｔ)を信号系列ごとに決定する決定手段(111)と、 前記決定手段が決定した伝送パラメータを前記送信装置に送信する送信手段(71)と、 前記受信信号から伝送パラメータの変更を信号系列ごとに検出する検出手段(107)とを有し、 前記送信装置は、 前記決定手段が送信した前記伝送パラメータを受信する受信手段(72)と、 前記受信手段で受信した前記伝送パラメータに基づいて、信号系列ごとに伝送を制御する手段(201-1,201-2)とを有する、ことを特徴とする無線通信システム。」 という発明(以下、「補正後の発明」という。)に補正することを含むものである。 2.新規事項の有無、補正の目的要件について 本件補正は、願書に最初に添付した明細書、特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内において、補正前の特許請求の範囲の請求項5に記載された「信号系列ごとに無線回線品質を推定するための物理量を計算する計算手段(501;601)」の構成に関し、「前記既知の信号電力、前記既知の雑音電力および前記チャネル行列(H)の行列要素の四則算により、」という構成を付加して特許請求の範囲を減縮するものである。 したがって、本件補正は、特許法第17条の2第3項(新規事項)及び平成18年法律第55号改正附則第3条第1項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第17条の2第4項(補正の目的)の規定に適合している。 3.独立特許要件について 上記本件補正は特許請求の範囲の減縮を目的とするものであるから、上記補正後の発明が特許出願の際独立して特許を受けることができるものであるのかどうかについて以下に検討する。 (1)補正後の発明 上記「1.本願発明と補正後の発明」の項で「補正後の発明」として認定したとおりである。 (2)引用発明 原審の拒絶理由に引用例1として引用された、滕 元潤 森 香津夫 小林 英雄,MIMOチャンネルにおける適応変調を用いたSDM-OFDMシステム RCS2003-41,電子情報通信学会技術研究報告,社団法人電子情報通信学会,2003年5月23日,Vｏl.103 Nｏ.66,ｐｐ.75-82(以下、「引用例」という。)には図面とともに以下の事項が記載されている。 イ.「Abstract The Multiple Input Multiple Output (MIMO) techlnique is motivating the world-wide researchers to realize the next generation wireless LANs with the higher channel capacity and higher signal quality. This paper proposes and analyzes the Spatial Division Multiplexing (SDM)-OFDM system with adaptive modulation method over MIMO channels for wireless LANs. We propose the Carrier-to-Noise Power Ratio (CNR) estimation method for each OFDM sub-carrier over multi-path fading channels, which can be used for the assignment of the optimal modulation scheme to each sub-carrier in each transmit antenna. In regard to realistic considerations, we also propose the adaptive modulation aided SDM-SCOFDM (Single Carrier OFDM) system that can reduce the number of required feedback adaptive modulation information (AMI) bits remarkably and also improve the PAPR (Peak to Average Power Ratio) performance. This paper presents the various computer simulation results to verify the proposed methods under a typical wireless LAN environment.」(75頁 「Abstract 」) (邦訳) 「要約 多入力多出力(MIMO)技術は、高いチャネル容量とより高い信号品質を有する次世代無線LANを実現するための世界的研究に対し動機を与えています。本論文は、無線LANのためにMIMOチャネル上での適応変調手法を用いた空間分割多重化(SDM)-OFDMシステムを提案し、分析します。我々は、マルチパスフェージングチャネル上におけるOFDMサブキャリアごとのキャリア対雑音電力比(CNR)推定方法を提案します、これは各々の送信アンテナにおける各々のサブキャリアに対する最適な変調方式の割当てのために用いることができるものです。現実的な検討から、我々は適応変調支援SDM-SCOFDM(シングルキャリアOFDM)システムも提案します、これはフィードバックが要求される適応変調情報(AMI)ビットの数を著しく減らすことができ、また、PAPR(ピーク対平均電力比)パフォーマンスを向上させることができます。本論文では、提案手法を検証するために、典型的な無線LAN環境下における様々なコンピュータシミュレーション結果を示します。」 ロ.「2. System Model We consider a typical point-to-point wireless LAN system model as shown in Fig.1, where the same number (M) of antennas are deployed on each terminal. We assume that the distance between antennas on one terminal is far enough to avoid the antenna correlation interference. So we can assume that each spatial channel experiences independent multi-path fading. In an AM aided system, two kinds of information are required one is the knowledge of channel state information (CSI) for adaptive modulation at transmitter; the other is the feedback AMI for correct demodulation on receiver. In fact, the CSI can be easily estimated by using preamble symbols that are usually inserted at the beginning of every burst frame, and the AMI transmission can be solved by using dedicate control channel or side information in the traffic channel. For simplicity, we assume the perfect CSI information and perfect feedback AMl in this paper. We only show the burst frame structure in Fig.2 as one kind solution for satisfying the above assumptions. Here, one preamble symbol and one AMI symbol are placed at the beginning of each burst frame for CSI estimation and AMI feedback, respectively. As the usage of preamble symbol, different transmit antennas use the predetermined set of sub-carriers in the preamble symbol to transmit pilot tones. Then, the receiver can employ the interpolation method on these pilot tones and estimate the CSl over the whole band width for each link independently from the other links. Because the number of antennas is relatively. smaller than the number of sub-carriers, if employing effective interpolation method, we can estimate the CSI precisely over multi-path fading channel under wireless LAN environments [14].  」(75頁「2. System Model 」の項) (邦訳) 「2.システム・モデル 我々は、同じ数(M)のアンテナが各端末に設けられた図1に示される典型的なポイント・ツー・ポイント無線LANシステム・モデルについて検討します。我々は、一台の端末上のアンテナ間距離がアンテナ相関干渉を避け得るほど十分遠いものと仮定します。これにより、我々は、各空間チャネルにおいて独立したマルチパスフェージングが発生すると仮定することができます。 AM支援システムでは2種類の情報が要求されます、一つは、送信装置の適応変調のためのチャネル状態情報(CSI)の知識で、もう一つは、受信装置で正しく復調するためのフィードバックAMIです。実際には、すべてのバーストフレームの先頭に通常挿入されるプリアンブルシンボルを用いてCSIは簡単に推定でき、そして、専用の制御チャネルまたは伝送チャネルのサイド情報を使用することによってAMIの伝達を行うことができます。単純化のために、本論文では完全なCSI情報と完全なフィードバックAMIであると仮定しています。 我々は、上記仮定を満足するための解決策の一つとして、図2にバーストフレーム構造を示します。ここで、一つのプリアンブルシンボルと一つのAMIシンボルは、それぞれCSIの推定とAMIのフィードバックのために、各々のバーストフレームの先頭に配置されます。プリアンブルシンボルの使用法として、異なる送信アンテナでは、パイロットトーンを送信する予め決められたサブキャリアの異なるセットが用いられます。そのため、受信装置では、これらのパイロットトーンに補間法を用いることにより、他のリンクから独立して各リンクの全帯域幅にわたってCSIを見積もることができます。なぜなら、アンテナの数がサブキャリアの数より比較的少ないからです。効果的な補間法を採用したならば、我々は無線LAN環境下でのマルチパスフェージングチャネル上であっても正確なCSIを推定することができます[14]。」 ハ.「3. Proposal of AMI aided SDM-OFDM 3.1 Transceiver Structure Figure 3 shows the block diagram of transmitter and receiver for AM aided SDM-OFDM system. At the transmitter, the block of Adaptive Modulation employs the CSI estimated at the receiving part of the same terminal for the estimation of the instantaneous CNR for each sub-carrier in each transmit antenna. The estimation method of received CNR will be presented in Section 3.2. As a MIMO receiver, the required function is to separate the signal transmitted from different antennas. In this paper, we employ the Zero-Forcing (ZF) and MMSE (Minimum Mean Square Error) methods to equalize the composite signal and recover the separate signal from each transmit antenna. Subsequently, the equalized signal can be demodulated according to the AMI bits informed by the transmitter. 3.2 CNR Estimation Method Firstly, we define some general vectors and matrix to be used over the remainder of this paper. Following representing traditions in MIMO antenna system, we define:  where, {}^(T) is the transpose operator, the bold font refers to vectors or matrices, and regular font refers to scalar values. In the above equations. k is the index of sub-carriers. a is the modulated signal, and s is the transmitted signal. Although a and s are identical for the SDM-OFDM system, we define the different vectors for them to keep the consistency with the SDM-SCOFDM system to be presented in Section 4. r is the received signal, n represents the AWGN noise. h_(m) refers to the frequency channel responses that describe the CSI from m-th transmit antenna to all receive antennas in the frequency domain, and H is the matrix of frequency channel responses, which are assumed to be independent to each spatial channel. Based on these definitions, we can describe the SDM-OFDM system in the form of vector operations as  where, the operator × refers to the matrix product. As for the frequency domain equalization methods, we employ ZF and MMSR methods at the receiver to separate the received signal. The gain factors of these two equalization methods can be given by:  where {}^(*) is the conjugate operator, {}^(-1) refers to the inverse matrix operation that is implemented by the Moore-Penrose algorithm, W is the matrix of weights, Rxx is the spatial correlation matrix, σ_(s)^(2) and σ_(n)^(2) are the average power of transmitted signal and noise, respectively [15]. With W, we can equalize the composite signal as:  where, s^ is the demodulated signal corresponding to s. Furthermore, we can demodulate the transmitted signal for m-th transmit antenna S^m as:  where, ・ is the scalar multiplication, and e_(m) is a column vector with length of M, whose elements are defined as:  From Eq(5), we can see that the demodulated signal can be divided into three components: desired signal, interference signal and noise. To estimate the received CNR, we need to calculate the averaged power of these parts separately. The following equations show the process:  where, P_(S)^(m),P_(I)^(m) and P_(N)^(m) are the power of desired signal, interference signal and noise, respectively. By using Eq.(7), the instantaneous CNR for sub-carrier k in m-th transmit antenna can be obtained by Eq.(8).  」(77頁?78頁「3. Proposal of AM aided SDM-OFDM」の項) (邦訳) 「3.AM支援SDM-OFDMの提案 3.1 受信構造 図3にAM支援SDM-OFDMのための送信器と受信器のブロック図が示されています。送信機において、適応変調のブロックは、各送信アンテナの各サブキャリアの瞬時CNRの推定のために同じ端末の受信部で推定されたCSIを用いています。受信されたCNR推定法は3.2章で示されます。 MIMO受信機として必要な機能は、異なるアンテナから送信された信号を分離することです。本論文では、合成された信号の等化と各送信アンテナから分離された信号の回復のために、ゼロフォーシング(ZF)とMMSE(最小平均二乗誤差)法を用いています。その後、等化された信号は、送信装置から通知されたAMIビットに応じて復調することができます。 3.2CNR推定法 まず、この論文においてこの後用いる幾つかの一般的なベクトルと行列を定義します。MIMOアンテナシステムにおける各量を以下に示すように定義します: ((1)式省略) ここで、｛｝^(T)は転置演算子であり、太字のフォントはベクトルまたは行列を意味し、通常のフォントはスカラー量を示します。上記各式において、kはサブキャリアのインデックス、aは変調信号、ｓは送信信号です。aとｓはSDM-OFDMシステムでは同じであるが、我々は第4節において示されるSDM-SCOFDMシステムとの整合性を保つためにそれらを異なるベクトルと定義します。ｒは受信信号、nはAWGNノイズ、h_(m)は周波数領域におけるm番目の送信アンテナから全受信アンテナへのCSIが記述される周波数チャネル応答、Hは各空間チャネルに独立であると仮定された周波数チャネル応答行列を示します。これらの定義に基づいて、我々は次式のようにベクトル演算の形式でSDM-OFDMシステムを記述することができます: ((2)式省略) ここで、演算子×は行列積を示します。 周波数領域等化の方法として、我々は受信信号を分離するために受信装置においてZFとMMSR法を用いています。これら二つの等化手法の利得係数は次式によって与えられます: ((3)式省略) ここで、｛｝*は共役演算子、｛｝^(-1)はムーア・ペンローズのアルゴリズムによって実現される逆行列演算子、Wは重み行列、Rｘｘは空間相関行列、σ_(s)^(2)とσ_(n)^(2)はそれぞれ送信信号とノイズの平均電力です[15]。Wを用いて我々は合成信号を次式のように等化することができます: ((4)式省略) ここでｓ^はｓに対応した復調信号です。さらに、我々はm番目の送信アンテナの送信信号を次式のようにS^mとして復調することができます。 ((5)式省略) ここで・はスカラー倍であり、そしてe_(m)はMの長さをもつ列ベクトルであり、その要素は次式のように定義されます: ((6)式省略) (5)式から、復調信号が希望信号、干渉信号及びノイズの3つの構成要素に分けられることが分かります。受信CNRを推定するために、我々は個々にこれらの部品の平均電力を計算する必要があります。以下の式では、プロセスを示しています: ((7)式省略) ここで、P_(S)^(m)、P_(I)^(m)およびP_(N)^(m)は、それぞれ希望信号、干渉信号及びノイズの電力です。(7)式を使用することにより、m番目の送信アンテナのサブキャリアkの瞬時CNRは(8)式により得ることができます。」 ニ.「  」(79頁) 上記イ.?ニ.の記載及び関連する図面並びにこの分野における技術常識を考慮すると、 引用例1には、上記イ.、上記ロ.及び図1に記載されるように、送信装置の複数(M)の送信アンテナから受信装置の複数(M)の受信アンテナに独立して、すなわち並列にOFDM送信信号を送信する多入力多出力(MIMO)通信システムが示されている。 そして、上記ハ.及び図3の記載から、受信装置では、受信した前記OFDM送信信号からチャネル推定器(Channel Estimation)でチャネル状態情報(CSI)を推定し、周波数チャネル応答行列Hを推定し、前記周波数チャネル応答行列Hに基づいて、ゼロフォーシング(ZF)法に基づいて復調が行われている。 また、推定された前記チャネル状態情報(CSI)は図3に記載される送信部(TX Part)から送信装置の受信部(RX Part)に送信されている。 また、上記ロ.及び図2、図3に記載されるように、受信装置の各復調器(MOD)では、適応変調情報(AMI)を伝送チャネルを用いて得るように、すなわち受信信号から得るようにしている。ここで、前記適応変調情報(AMI)は各送信アンテナの信号系列ごとに設けられた変調器(MOD)の変調情報である。 上記ハ.及び上記ニに記載のように、送信装置の適応変調器(Adaptive Modulation)では、受信部で受信されたチャネル状態情報(CSI)からサブキャリア毎の周波数チャネル応答行列Hを推定し、前記周波数チャネル応答行列Hの逆行列H^(-1)および信号電力と雑音電力とからゼロフォーシング法により各送信アンテナの信号系列ごとに無線回線品質を推定・評価するためのCNRを計算(特に式(8)のZF法による式)し、前記CNRから前記送信装置による次回の伝送における変調方式を示す適応変調情報(AMI)を各送信アンテナの信号系列ごとに決定し、変調器(MOD)や受信装置に伝達している。 ここで、逆行列H^(-1)は、上記周波数チャネル応答行列Hに基づいて求められるものであるから、前記CNRは周波数チャネル応答行列Hに基づいて計算されているといえる。 したがって、上記引用例1には以下の発明(以下、「引用発明」という。)が開示されている。 (引用発明) 「複数の送信アンテナによって並列にOFDM送信信号を送信する送信装置と、前記OFDM送信信号を複数の受信アンテナによって受信し、サブキャリアごとの周波数チャネル応答行列Hを推定して、該周波数チャネル応答行列Hに基づいて復調を行う受信装置とを備えたMIMO通信システムにおいて、 前記受信装置は、 前記受信した前記OFDM送信信号からチャネル推定器が推定したチャネル状態情報(CSI)を前記送信装置に送信する送信部と、 受信信号から適応変調情報(AMI)を各送信アンテナの信号系列ごとに得る手段とを有し、 前記送信手段は、 前記チャネル推定器が送信した前記チャネル状態情報(CSI)を受信する受信部と、 信号電力と雑音電力と前記受信手段で受信した前記チャネル状態情報(CSI)に基づいた周波数チャネル応答行列Hに基づいて、前記信号電力と前記雑音電力と前記周波数チャネル応答行列Hからゼロフォーシング法による計算により、各送信アンテナの信号系列ごとに無線回線品質を推定するためのCNRを計算し、前記CNRに基づいて無線回線品質を評価し、前記送信装置による次回の伝送における変調方式を示す適応変調情報(AMI)を各送信アンテナの信号系列ごとに決定する適応変調器と、 前記適応変調情報(AMI)に基づいて、各送信アンテナ系列ごとに伝送を制御する変調器(MOD)とを有する、MIMO通信システム。」 (3)対比・判断 引用発明の「OFDM送信信号」と補正後の発明の「送信信号」は、「特定の送信信号」である点で共通する。 引用発明のサブキャリアごとの「周波数チャネル応答行列H」は、複数の送信アンテナと複数の送信アンテナ間の複数の通信路におけるチャネル応答を要素とする行列であって、送信信号と受信信号間を関連づける行列であるから、補正後の発明の「チャネル行列(H)」とは「特定のチャネル行列」である点で共通する。 引用発明の「MIMO通信システム」は、無線による通信システムであるから補正後の発明の「無線通信システム」に相当する。 引用発明の「信号電力」、「雑音電力」と、補正後の発明の「既知の信号電力」、「既知の雑音電力」は、それぞれ「特定の信号電力」、「特定の雑音電力」である点で共通する。 引用発明の「前記信号電力と前記雑音電力と前記周波数チャネル応答行列Hからゼロフォーシング法による計算により」と補正後の発明の「前記既知の雑音電力および前記チャネル行列(H)の行列要素の四則算により」は、「特定の計算により」である点で共通する。 引用発明の「各送信アンテナ毎の信号系列」は、補正後の発明の「信号系列」に相当する。 引用発明の「CNR」は、無線回線品質を推定するための量であるから、補正後の発明の「物理量」に相当する。 引用発明の「適応変調情報(AMI)」は、送信装置による次回の伝送における変調方式を示すものであるから補正後の発明の「伝送パラメータ(Xneｘｔ)」に相当する。 また、引用発明の「適応変調器」において、チャネル状態情報(CSI)からCNRを計算する機能は補正後発明の「計算手段」に相当し、前記CNRから適応変調情報(AMI)を決定する機能は補正後の発明の「決定手段」に相当する。 引用発明の「前記受信した前記OFDM送信信号からチャネル推定器が推定したチャネル状態情報(CSI)を前記送信装置に送信する送信部」と補正後の発明の「前記決定手段が決定した伝送パラメータを前記送信装置に送信する送信手段」は、「特定情報を前記送信装置に送信する送信手段」である点で共通する。 また、引用発明の「前記チャネル推定器が送信した前記チャネル状態情報(CSI)を受信する受信部」と補正後の発明の「前記決定手段が送信した前記伝送パラメータを受信する受信手段」は、前記送信手段が送信する特定情報を受信するものであるから、「特定情報を受信する受信手段」である点で共通する。 引用発明の「受信信号から適応変調情報(AMI)を各送信アンテナの信号系列ごとに得る手段」に関し、「適応変調情報(AMI)」は、上述のように送信装置による次回の伝送における変調方式を示すものであり、適応変調情報(AMI)を受信装置で得ることは、すなわち適応変調情報(AMI)の変更を得ることといえるから、補正後の発明の「前記受信信号から伝送パラメータの変更を信号系列ごとに検出する検出手段」とは引用発明が「検出」という手段を有するか否かを除き、「前記受信信号から伝送パラメータの変更を信号系列ごとに得る手段」で共通する。 引用発明の「伝送を制御する変調器(MOD)」は、補正後の発明の「伝送を制御する手段」に相当する。 したがって、補正後の発明と引用発明は、以下の点で一致ないし相違している。 (一致点) 「複数の送信アンテナによって並列に特定の送信信号を送信する送信装置と、前記特定の送信信号を複数の受信アンテナによって受信し、送信信号と受信信号を関係づける特定のチャネル行列を推定して、該特定のチャネル行列に基づいて復調を行う受信装置とを備えた無線通信システムにおいて、 特定の信号電力及び特定の雑音電力を用い、前記特定のチャネル行列に基づいて、特定の計算により、信号系列ごとに無線回線品質を推定するための物理量を計算する計算手段と、 前記計算手段が計算した物理量に基づいて無線回線品質を評価し、前記送信装置による次回の伝送における伝送パラメータを信号系列ごとに決定する決定手段と、 特定情報を前記送信装置に送信する送信手段と、 前記受信信号から伝送パラメータの変更を信号系列ごとに得る手段とを有し、 特定情報を受信する受信手段と、 前記伝送パラメータに基づいて、信号系列ごとに伝送を制御する手段とを有する無線通信システム。」 (相違点) (1)「特定の送信信号」と「特定のチャネル行列」に関し、補正後の発明では「送信信号」と「チャネル行列(H)」であるのに対し、引用発明では「OFDM送信信号」と「サブキャリアごとの周波数チャネル応答行列」である点。 (2)「無線回線品質を推定するための物理量を計算する計算手段」に関し、補正後の発明では、「既知の信号電力及び既知の雑音電力を用い、前記チャネル行列(H)に基づいて、前記既知の信号電力、前記既知の雑音電力および前記チャネル行列(H)の行列要素の四則算により」計算しているのに対し、引用発明では「信号電力と雑音電力と前記受信手段で受信した前記チャネル状態情報(CSI)に基づいた周波数チャネル応答行列Hに基づいて、前記信号電力と前記雑音電力と前記周波数チャネル応答行列Hからゼロフォーシング法による計算により」計算している点。 (3)補正後の発明では、「計算手段」、「決定手段」が受信装置に備えられているのに対し、引用発明では「計算手段」、「決定手段」が送信装置に備えられている点。 (4)「特定情報」に関し、補正後の発明では「前記決定手段が決定した伝送パラメータ」であるのに対し、引用発明では「前記受信した前記OFDM送信信号からチャネル推定器が推定したチャネル状態情報(CSI)」である点。 (5)「前記受信信号から伝送パラメータの変更を信号系列ごとに得る手段」に関し、補正後の発明では、受信信号から検出する「検出手段」によるのに対し、引用発明では、受信信号から得ているものの「検出」という手段を有するか否か不明である点 そこで、上記相違点について検討する。 まず、上記相違点(1)について検討する。 引用発明では、送信信号としてOFDM信号が用いられていることから、サブキャリアごとの周波数チャネル応答行列Hを得るようにしている。しかしながら、当業者であれば、送信信号をOFDM信号のようなマルチキャリアにて送信することに替えてシングルキャリアで送信することを容易に選択し得るものであるから、引用発明の「OFDM送信信号」を「送信信号」とし、「周波数チャネル応答行列H」を当該シングルキャリアにおける単一の「チャネル応答行列」とすることを容易に為し得るものである。 このように、相違点(1)は格別なものでない。 次に、上記相違点(2)について検討する。 引用例の摘記事項ニ.の(8)式には、無線回線品質を推定するための物理量であるCNRを求める式が記載されており、ゼロフォーシング(ZF)法によるCNRは、送信信号の平均電力、すなわち平均信号電力σ_(s)^(2)とノイズの平均電力、すなわち平均雑音電力σ_(n)^(2)とチャネル応答行列Hの逆行列H^(-1)とから求められることが示されている。 上記(8)式は、送信信号がOFDM信号であるので、各サブキャリアkごとのCNRを求める式となっている。上記相違点(1)において検討したように、OFDM送信信号をシングルキャリアの送信信号に替えることは当業者に容易であるから、そのようにした場合、CNRm(k)をCNRmとし、H^(-1)(k)をH^(-1)とすることができる。 上記(8)式では、送信、受信アンテナの数をそれぞれMとして一般化しているため、逆行列H^(-1)は計算されていない。そして、引用例の摘記事項ハ.において逆行列をムーア・ペンローズのアルゴリズムにより計算するとしている。なお、ムーア・ペンローズのアルゴリズムは、m行n列の一般行列における逆行列を擬似的に求めるアルゴリズムであることは一般に知られている。 ここで、無線通信システムとして実際に設計する際のアンテナの数を例えば『2』とするならば、逆行列は2行2列の正方行列であり、ムーア・ペンローズのアルゴリズムに因らずとも、逆行列が元の行列の行列要素から求められることは一般に広く知られていることである。そして、行列は一般化されず具体的に2行2列と固定されるので、(8)式の逆行列の計算を元の行列の行列要素を基にさらに進めることができることが容易に想到されるところである。このように、無線通信システムとして実際に設計するアンテナの数が具体的に決定されるならば、逆行列を求めておくことは当業者が適宜為し得ることである。また、一般的に、入力値を代入するのみで出力が計算されるように計算手段を構成することは常套手段にすぎない。 したがって、当業者であれば、引用発明の各送信アンテナの信号系列ごとのCNR_(1)及びCNR_(2)を計算するにあたり、予め逆行列を求めた(8)式を用意しておき、CSIに基づくチャネル応答行列の行列要素や信号電力、雑音電力を代入するのみ、すなわち、四則算を行うのみで計算ができるようにしておくことを容易に想到し得るものである。 さらに、引用発明では、送信信号の平均電力及びノイズの平均電力をどのように求めるかについて記載されていないが、信号電力や雑音を既知とする設計は、特開平7-74727号(要約参照、信号電力が既知)、国際公開第01/40821号(11頁の式10に関連する記載参照、雑音が既知である場合)に記載されているように、よく行われていることにすぎず、引用発明においてそのように設計することは、当業者における設計範囲内の技術的事項にすぎない。 このように、相違点(2)も格別なものでない。 次に、上記相違点(3)及び相違点(4)について検討する。 引用発明では、送信装置および受信装置を備えたシステム全体として、チャネル状態情報(CSI)からチャネル応答行列を推定し、チャネル応答行列等から無線回線品質を推定するための物理量を計算し、送信装置における次回の伝送における変調方式を示す適応変調情報(AMI)を決定し、前記適応変調情報(AMI)で変調器(MOD)で伝送を制御するように処理している。そして、引用発明では、上記の処理のうち、チャネル状態情報(CSI)を推定する処理までを受信装置で行い、前記チャネル状態情報(CSI)を受信装置の送信部で送信装置の受信部に送信し、送信装置においてチャネル応答行列の推定から適応変調情報(AMI)の決定までの処理を行うようにしている。 一方、原審の拒絶の理由に引用された国際公開第02/73916号において「Another approach known in the art is to let the receiver decide which modulation scheme should be used by the transmitter for future symbols. According to some algorithm (e.g. depending on the channel condition), the receiver makes a decision and delivers information on the desired modulation scheme to the transmitter through a feedback channel.」(2頁11行?16行)(邦訳: 当技術において知られている別の方法は、将来のシンボルに送信機がどの変調方式を使用すべきかを受信機に決定させるものである。あるアルゴリズム(例えばチャネル条件に依存するアルゴリズム)によれば、受信機は所望の変調方式に関する情報について決定しフィードバック・チャネルを通じて送信機にその情報を送信する。)と記載されているように、受信装置において変調方式情報を決定し送信装置に送信する構成は周知である。 この周知の構成を引用発明に対して適用し、受信装置においてチャネル状態情報(CSI)からチャネル応答行列を推定し、前記チャネル応答行列等から無線回線品質を推定するためのCNRを計算し、前記CNRから送信装置における次回の伝送における変調方式を示す適応変調情報(AMI)を決定するようにし、受信装置の送信部により前記適応変調情報(AMI)を送信して、送信装置の受信部で受信し、受信した適応変調情報で変調器(MOD)で伝送を制御するように為すことは当業者が容易に想到し得ることである。 そのようにすれば、補正後の発明のように「計算手段」、「決定手段」を受信装置に備え、受信装置の「送信手段」により伝送パラメータを送信し、送信装置の「受信手段」が前記伝送パラメータを受信することになる。 このように、相違点(3)及び相違点(4)も格別なものでない。 最後に、上記相違点(5)について検討する。 引用例の摘記事項ロ.には、補正後の発明の「伝送パラメータ」に相当する「適応変調情報(AMI)」を、伝送チャネルのサイド情報を使用することによって伝達すると記載されている。すなわち、受信信号に含まれる「サイド情報」により復調器(DEMOD)に伝達されている。 ここで、前記復調器は、受信信号からサイド情報を復調することで適応変調情報(AMI)を得ているものと認められるが、これは、復調器において適応変調情報(AMI)を検出していることに相当するので、復調器は適応変調情報(AMI)の検出手段を備えているといえる。 このように、上記相違点(5)は実質的な差異ではない。 なお、適応変調された送信信号の受信信号から変調方式等の適応変調情報を検出(判別)する手段は、特開平9-186635号公報(段落【0012】の記載参照)、特開2001-111644号公報(段落【0029】?【0030】の記載参照)に記載のように周知の技術であり、引用発明の適応変調情報を前記周知の技術により検出することも当業者であれば容易に為し得ることにすぎない。 したがって各相違点は格別なものではなく、そして、補正後の発明に関する作用・効果も、引用発明及び周知技術から当業者が予測できる範囲のものである。 以上のとおりであるから、上記補正後の発明は上記引用発明及び周知技術に基いて容易に発明することができたものであるから、特許法第29条第2項の規定により、特許出願の際独立して特許を受けることができないものである。 4.結語 以上のとおり、本件補正は、補正後の発明が特許出願の際独立して特許を受けることができないものであるから、平成18年法律第55号附則第3条第1項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第17条の2第5項において準用する特許法第126条第5項の規定に適合していない。 したがって、本件補正は、特許法第159条第1項において読み替えて準用する同法第53条第1項の規定により却下すべきものである。 第3.本願発明について 1.本願発明 本件補正は上記のとおり却下されたので、本願発明は、上記「第2.補正却下の決定」の「1.本願発明と補正後の発明」の項で「本願発明」として認定したとおりである。 2.引用発明及び周知技術 引用発明及び周知技術は、上記「第2.補正却下の決定」の項中の「(2)引用発明」及び「(3)対比・判断」の項で認定したとおりである。 3.対比・判断 そこで、本願発明と引用発明とを対比するに、本願発明は上記補正後の発明から、当該補正に係る構成を省いたものである。 そうすると、本願発明の構成に当該補正に係る限定を付加した補正後の発明が、上記「第2.補正却下の決定」の項中の「3.独立特許要件について」の項で検討したとおり、引用発明及び周知技術に基いて容易に発明することができたものであるから、上記補正後の発明から当該補正に係る限定を省いた本願発明も、同様の理由により、容易に発明できたものである。 4.むすび 以上のとおり、本願発明は、上記引用発明及び周知技術に基いて当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第29条第2項の規定により特許を受けることができない。 よって、結論のとおり審決する。 |
| 審理終結日 | 2012-05-10 |
| 結審通知日 | 2012-05-16 |
| 審決日 | 2012-05-29 |
| 出願番号 | 特願2005-511926(P2005-511926) |
| 審決分類 |
P
1
8・
575-
Z
(H04J)
P 1 8・ 121- Z (H04J) |
| 最終処分 | 不成立 |
| 前審関与審査官 | 菊地 陽一、橘 均憲、太田 龍一 |
| 特許庁審判長 |
藤井 浩 |
| 特許庁審判官 |
遠山 敬彦 新川 圭二 |
| 発明の名称 | 送信装置、受信装置、無線通信システム |
| 代理人 | 佐々木 敬 |
| 代理人 | 池田 憲保 |
| 代理人 | 福田 修一 |