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審決分類 審判 査定不服 2項進歩性 特許、登録しない。 H04B
審判 査定不服 5項独立特許用件 特許、登録しない。 H04B
管理番号 1281245
審判番号 不服2012-15697  
総通号数 168 
発行国 日本国特許庁(JP) 
公報種別 特許審決公報 
発行日 2013-12-27 
種別 拒絶査定不服の審決 
審判請求日 2012-08-10 
確定日 2013-11-06 
事件の表示 特願2009-234210「デジタル直接変換受信装置および方法」拒絶査定不服審判事件〔平成22年 7月 1日出願公開、特開2010-148093〕について、次のとおり審決する。 
結論 本件審判の請求は、成り立たない。 
理由 第1 手続の経緯
本願は、平成21年10月8日(パリ条約による優先権主張2008年12月22日、韓国)の出願であって、平成23年6月24日付けの拒絶理由通知に対して、平成23年10月3日付けで手続補正がなされたが、平成24年4月10日付けで拒絶査定がなされ、これに対し、平成24年8月10日に拒絶査定に対する審判請求がなされるとともに、同日付けで手続補正がなされたものである。

第2 平成24年8月10日付けの手続補正についての補正却下の決定
[補正却下の決定の結論]
平成24年8月10日付けの手続補正を却下する。

[理由]
1.補正後の本願発明
平成24年8月10日付けの手続補正により補正された特許請求の範囲の請求項1は、以下のとおりである。
「【請求項1】
RF信号を周波数0に近接する中間周波数帯域に下方変換して複数のサンプル信号を生成し、前記サンプル信号の間に一定の位相差を発生させる位相変換部と、
前記発生した位相差を用い、前記サンプル信号からイメージ成分を除去するコンプレックスインターポレート部と
を備え、
前記位相変換部は、前記下方変換したサンプル信号の間に前記位相差を発生させることを特徴とするデジタル直接変換受信装置。」

上記補正は、請求項1に記載した発明を特定するために必要な事項について限定を付加するものであって、特許法第17条の2第5項第2号の特許請求の範囲の減縮を目的とするものに該当する。
そこで、本件補正後の前記請求項1に記載された発明(以下、「本願補正発明」という。)が特許出願の際独立して特許を受けることができるものであるか(平成23年法律第63号改正附則第2条第18項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第17条の2第6項において準用する同法第126条第5項の規定に適合するか)否かについて以下に検討する。

2.引用文献
2-1 引用文献1
原査定の拒絶の理由に引用された国際公開第2007/086020号(以下、「引用文献1」という。)には、図面とともに次の(1)?(3)の事項が記載されている。なお、訳文には、対応する公表公報(特表2009-524375号)の記載を使用し、下線は当審が付した。

(1)「FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a wireless communication system, and more particularly, to a method and apparatus for sampling RF signals in a wireless communication system.」(第1頁第2行?第5行)
(翻訳)
「【技術分野】
【0001】
本発明は、無線通信システムに関し、特に、無線通信システムにおいてRF信号をサンプリングするための方法及び装置に関する。」

(2)「Fig. 2 is a schematic diagram showing a receiver with the RF sampling method according to one embodiment of the present invention. The receiver bandpass filters a RF signal S210 with a BPF 120 to obtain a bandpass-filtered signal S222 which is amplified by a LNA 130 and then transferred to a filtering unit 240 for filtering out at least one predefined interference frequency component from the RF signal S210; the output signal S242 from the filtering unit 240 is a notch-filtered RF signal, and, after being sampled by a sampling unit 250, it is transformed into a discrete analog signal S252; after being processed by a discrete filter 160 and an analog-to-digital converter 170, S252 is transformed into a digital signal S272; S272 is subsequently processed by a digital signal processing unit 280. The sampling rate of the sampling unit 250 can be much lower than that of the existing RF sampling scheme by incorporating the filtering unit 240.」(第5頁第7行?第17行)
(翻訳)
「【0017】
図2は、本発明の実施の一形態に係るRFサンプリング方法を用いる受信器を示す概略図である。受信器は、帯域通過フィルタ処理済み信号S222を得るためにBPF120を用いてRF信号S210を帯域通過フィルタリングし、帯域通過フィルタ処理済み信号S222は、LNA130によって増幅された後、少なくとも一つの所定の干渉周波数成分をRF信号S210からフィルタ除去するためにフィルタリングユニット240へ転送され、フィルタリングユニット240からの出力信号S242はノッチフィルタ処理済みRF信号であり、また、この信号は、サンプリングユニット250によってサンプリングされた後、離散アナログ信号S252へ変換され、離散アナログ信号S252は、離散フィルタ160及びアナログ・デジタル変換器170によって処理された後、デジタル信号S272へと変換され、その後、デジタル信号S272は、デジタル信号処理ユニット280によって処理される。サンプリングユニット250のサンプリングレートは、フィルタリングユニット240を組み込むことにより既存のRFサンプリング方式のサンプリングレートよりも十分に小さくなり得る。」

(3)「Fig. 3 depicts a first embodiment, in which a quadrature sampling is used in the sampling unit 250. The first embodiment shown in Fig. 3 will be described below in detail taken in conjunction with Figs. 4-7F.
As shown in Fig. 3, in a receiver 200, a RF signal S210 is first received from a signal source such as antenna (not shown), which comprises a plurality of interference frequency components and a useful frequency component, i.e., a modulated useful signal. Fig. 4 depicts the spectrum of the RF signal. In practice, interference is distributed over the entire band at which the RF signal is located. For convenience of illustration, the interference is divided into a plurality of interference frequency components each of which has a certain bandwidth and which may overlap with each other or not, and the certain bandwidth is or isn't equal to that of the useful frequency component depending on specific system design. The useful frequency component is modulated to the frequency band with the center frequency of f_(c) 214 by the carrier frequency f_(c) 214, and the interference frequency components 216 are distributed over the entire band.
The RF signal S210 is bandpass filtered by the BPF 120 and transformed into a bandpass-filtered RF signal S222 whose spectrum is depicts in Fig. 5. Since the selection of BPF is not specially limited by the present invention, traditional BPF is still suitable for the receiver using the method and apparatus according to the embodiment of the invention. As show in Fig. 5, the bandpass-filtered RF signal S222 still has a wide bandwidth and a lot of interference frequency components. Some interference frequency components far away from the useful frequency component S212 are greatly suppressed due to bandpass characteristics of the BPF 120, and thus it is not necessary to take them into consideration in subsequent processes.
The bandpass-filtered RF signal S222 is amplified by the LNA 130 and then transferred to the filtering unit 240. The filtering unit 240 may be implemented by a plurality of notch filters. It is to be understood by those skill in the art that other circuits or units suitable for filtering or suppressing a RF signal with a relative narrow bandwidth may be applied to the invention and within the scope thereof. The filtering unit 240 may be also adaptively adjusted to filter out different frequency components based on system requirements.
The RF signal inputted to the filtering unit 240 comprises the useful frequency component S212 and at least one interference frequency component 232 which is located at a predefined band, as well as interference frequency components distributed over other bands. Wherein, the relationship between the center frequency f_(c) of the useful frequency component and the sampling rate f_(s)234 is determined by the equation f_(c) = N*f_(s) + IF , where N is an integer, IF (Intermediate Frequency) 236 is a predefined intermediate frequency. The selection of N affects the magnitude of the sampling f_(s)234. Since f_(c) is determined by the system and in general not adjustable, the bigger N the lower the sampling rate f_(s)234.
As shown in Figs. 6A and 6B, the filtering unit 240 filters out some special interference frequency components 232, their center frequencies equal the sum of multiples of the sampling rate 234 and the intermediate frequency IF236, i.e., f_(filtered) = n * f_(s) + IF , where n is an integer which is not equal N. The useful frequency component S232 whose center frequency is f_(wanted) = f_(c) = N*f_(s) + IF is not filtered out.
The value of IF236 depends on the design of the receiver. For zero IF receivers, IF236=0. As shown in Fig. 6A, the interference frequency components 232 whose center frequency equal multiples of the sampling rate 234 are filtered out. In the example of Fig. 6 A, the center frequency component of the useful frequency component S212 is f_(c) = 3 * f_(s) , and two interference frequency components 232 in the bandpass-filtered RF signal S222 whose center frequencies are 2*f_(s) and 4*f_(s) respectively have been filtered out.The bandwidth of those filtered-out interference frequency components depends on the system requirements. Those interference frequency components 238 in the bandpass-filtered RF signal S222 whose center frequencies are not equal to multiples of the sampling rate 234, i.e., f_(unfiltered) ≠ 2*f_(s) or 4*f_(s), are not filtered out. Based on the sampling principle, those interference frequency components 238 which are not filtered out will not be aliased into the useful frequency component S212.
If some out-of-band interferences supposed to be filtered out are still strong enough to affect the useful frequency component S212 due to the poor performance of the BPF 120, it is suggested to filter additional frequency components in these out-of-band interferences. In a practical system, those interference frequency components 238 which do not belong to the bandpass-filtered RF signal S222 can be filtered out by increasing filtering frequency points of the filtering unit 240 such as the notch filters. In Fig. 6A, the interference frequency components 238 whose center frequencies are f_(s) and 5*f_(s) have been filtered out. If an out-of-band interference is not strong enough to affect the useful frequency component S212 due to the good performance of the BPF 120, it is not necessary to increase additional notch filters.
For the low IF receiver, IF236 is a low frequency with respect to f_(c) and even approximates the baseband. As shown in Fig. 6B, the interference frequency components 232 whose center frequencies are equal to the sum of a multiple of the sampling rate 234 and IF 236 are filtered out. For example, two interference frequency components 232 whose center frequencies are 2*f_(s) + IF and 4*f_(s) + IF respectively have been filtered out. Those interference frequency components 238 whose center frequencies are not equal to 2*f_(s) + IF or 4*f_(s) + IF are not filtered out.
The filtering unit 240 transforms the bandpass-filtered RF signal S222 into a notch-filtered RF signal 242.
The receiver shown in Fig. 3 employs quadrature sampling, and thus a filtering unit 250 first separates the notch-filtered RF signal S242 into two paths, i.e., I component and Q component, which are sampled respectively by corresponding sampling clocks CLKl and CLK2 having the same rate but with a phase shift of 90o, the used rate is the sampling rate^(fs).
From the above description, it can be seen that the RF sampling rate is decreased from f_(s)=f_(c) or f_(c) - IF of the existing RF sampling scheme to
f_(s) = 1/N * f_(c) or 1/N * (f_(c)-IF) by using the method and apparatus according the invention. The bigger N, the lower the sampling rate^(fs).
Since only specific interference frequency components need to be filtered out, the number of the required notch filters is limited such that it is practical to implement RF filtering by increasing notch filters without remarkably increase size and complexity of apparatuses. For example, as shown in Fig. 6B, only two notch filters are needed.
A notch-filtered continuous-amplitude and continuous-time RF signal S242 is transformed into a continuous-amplitude and discrete-time discrete analog signal S252 by the sampling process.
Corresponding to the notch-filtered RF signal S242 shown in Fig. 6A, Fig. 7A shows the spectrum I + jQ of the corresponding discrete analog signal S252. In a practical system, the real component of I + jQ , i.e. I component, is processed in I path; the imaginary component of I + jQ , i.e. Q component, is processed in Q path. To facilitate understanding,I component and Q component are shown in Fig. 7B and 7C respectively.
Corresponding to the notch-filtered RF signal S242 shown in Fig. 6B, Fig. 7D shows the spectrum I + jQ of the corresponding discrete analog signal S252. Similarly, its I component and Q component are shown in Figs. 7E and 7F respectively.
A subsequent discrete filter 160 compresses out-of-band interferences of the discrete analog signal S252 to improve signal to noise ratio. An analog-to-digital converter ADC 170 transforms the output signal of the discrete analog signal S252 into a discrete- amplitude and discrete-time digital signal S272. The digital signal S272 is processed by a subsequent digital signal processing unit 280.
As compared with the existing RF sampling scheme, the method and apparatus according to the invention greatly decreases the sampling rate from f_(s)=f_(c) or f_(c)-IF to f_(s)=1/N * f_(c) or 1/N*(f_(c)-IF), and thus the power dissipation can be greatly reduced.Since the way of implementing the RF notch filter is simple and the notch filter is small and inexpensive, the RF sampling can be simply and inexpensively achieved by using the method and apparatus according to the invention.」(第5頁第23行?第9頁第4行)
(翻訳)
「【0019】
図3は、サンプリングユニット250において直交サンプリングが使用される第1の実施の形態を示している。以下、図3に示される第1の実施の形態を図4乃至図7Fとの関連において詳しく説明する。
【0020】
図3に示されるように、受信器200において、RF信号210は、最初にアンテナ(図示せず)等の信号源から受信され、複数の干渉周波数成分と、有用な周波数成分、即ち、変調された有用な信号とを含んでいる。図4は、RF信号のスペクトルを示している。実際には、干渉は、RF信号が位置する帯域全体にわたって分布する。説明の便宜上、干渉は複数の干渉周波数成分に分けられており、各干渉周波数成分は、特定の帯域幅を有するとともに、互いに重なり合ってもよく又は重なり合わなくてもよく、また、特定の帯域幅は、特定のシステムデザインに応じて有用な周波数成分の帯域幅に等しく又は等しくない。有用な周波数成分は、搬送周波数fc214によってfc214の中心周波数を有する周波数帯域へと変調され、また、干渉周波数成分216が全帯域にわたって分布する。
【0021】
RF信号210は、BPF120によって帯域通過フィルタリングされ、そのスペクトルが図5に示される帯域通過フィルタ処理済みRF信号S222へと変換される。BPFの選択は本発明によっては特に制限されないため、本発明の実施の形態に係る方法及び装置を使用する受信器においては依然として従来のBPFが適している。図5に示されるように、帯域通過フィルタ処理済みRF信号S222は、依然として幅広い帯域幅と、多くの干渉周波数成分とを有している。有用な周波数成分S212からかけ離れた一部の干渉周波数成分は、BPF120の帯域通過特性に起因して大きく抑制され、従って、それらをその後のプロセスで考慮に入れる必要はない。
【0022】
帯域通過フィルタ処理済みRF信号S222は、LAN130によって増幅された後、フィルタリングユニット240へと転送される。フィルタリングユニット240は複数のノッチフィルタとして実施されてもよい。当業者には理解されるように、比較的狭い帯域幅を有するRF信号のフィルタリング又は抑制に適する他の回路又はユニットが本発明の範囲内で本発明に適用されてもよい。また、フィルタリングユニット240は、システム要件に基づいて異なる周波数成分をフィルタ除去するように適応調整されてもよい。
【0023】
フィルタリングユニット240に入力されるRF信号は、有用な周波数成分S212、及び、所定の帯域に位置する少なくとも一つの干渉周波数成分232、並びに、他の帯域にわたって分布する干渉周波数成分を備えている。この場合、有用な周波数成分の中心周波数f_(c)とサンプリングレートf_(s)234との間の関係は、方程式f_(c)=N×f_(s)+IFによって決定される。ここで、Nは整数であり、IF(Intermediate Frequency)236は所定の中間周波数である。Nの選択はサンプリングfs234の大きさに影響を及ぼす。f_(c)はシステムによって決定されて一般に調整できないため、Nが大きくなればなるほど、サンプリングレートf_(s)234が小さくなる。
【0024】
図6A及び図6Bに示されるように、フィルタリングユニット240は、それらの中心周波数がサンプリングレート234の倍数と中間周波数IF236との和に等しい、即ち、f_(filtered)=n×f_(s)+IFとなる一部の特定の干渉周波数成分232をフィルタ除去する。ここで、nはNと等しくない整数である。その中心周波数がf_(wanted)=f_(c)=N×f_(s)+IFである有用な周波数成分S232は、フィルタ除去されない。
【0025】
IF236の値は、受信器の構造によって決まる。ゼロIF受信器の場合には、IF236=0である。図6Aに示されるように、その中心周波数がサンプリングレート234の倍数に等しい干渉周波数成分232が、フィルタ除去される。図6Aの例では、有用な周波数成分S212の中心周波数成分がf_(c)=3×f_(s)であり、その中心周波数が2×f_(s)及び4×f_(s)である帯域通過フィルタ処理済みRF信号S222中の二つの干渉周波数成分232がそれぞれフィルタ除去されている。これらのフィルタ除去された干渉周波数成分の帯域幅は、システム要件によって決まる。その中心周波数がサンプリングレート234の倍数に等しくない、即ち、f_(unfiltered)≠2×f_(s)又は4×f_(s)である帯域通過フィルタ処理済みRF信号S222中の干渉周波数成分238は、フィルタ除去されない。サンプリング原理に基づいて、フィルタ除去されない干渉周波数成分238は、有用な周波数成分S212へのエイリアシングとならない。
【0026】
フィルタ除去されるべき一部の帯域外干渉が依然として十分に強力であり、そのため、BPF120の性能の低さに起因して有用な周波数成分S212に影響を及ぼす場合には、これらの帯域外干渉における更なる周波数成分をフィルタリングすることが提案される。実用的なシステムでは、帯域通過フィルタ処理済みRF信号S222に属さない干渉周波数成分238は、ノッチフィルタ等のフィルタリングユニット240のフィルタリング周波数点を増加させることによってフィルタ除去することができる。図6Aでは、その中心周波数がf_(s)及び5×f_(s)である干渉周波数成分238が、フィルタ除去されている。帯域外干渉がBPF120の良好な性能に起因して有用な周波数成分S212に影響を及ぼすほど十分に強力ではない場合には、更なるノッチフィルタを増加させる必要はない。
【0027】
低IF受信器において、IF236は、f_(c)に対して低い周波数であり、ベースバンドに近い場合もある。図6Bに示されるように、その中心周波数がサンプリングレート234の倍数とIF236との和に等しい干渉周波数成分232がフィルタ除去される。例えば、その中心周波数が2×f_(s)+IF及び4×fs+IFである二つの干渉周波数成分232がそれぞれフィルタ除去されている。その中心周波数が2×f_(s)+IF又は4×f_(s)+IFに等しくない干渉周波数成分238は、除去されない。
【0028】
フィルタリングユニット240は、帯域通過フィルタ処理済みRF信号S222をノッチフィルタ処理済みRF信号242へ変換する。
【0029】
図3に示される受信器は直交サンプリングを使用し、従って、フィルタリングユニット250は、最初に、ノッチフィルタ処理済みRF信号S242を、二つの経路、即ち、対応するサンプリングクロックCLK1及びCLK2によってそれぞれサンプリングされるI成分とQ成分とに分離する。サンプリングクロックCLK1及びCLK2は、同じレートを有するが90°の位相シフトを有しており、使用されるレートは、サンプリングレードf_(s)である。
【0030】
以上の説明から分かるように、RFサンプリングレートは、本発明に係る方法及び装置を使用することにより、既存のRFサンプリング方式のf_(s)=f_(c)又はf_(c)-IFからf_(s)=1/N×f_(c)又は1/N×(f_(c)-IF)へと減少させられる。Nが大きくなればなるほど、サンプリングレートfsが小さくなる。
【0031】
特定の干渉周波数成分だけがフィルタ除去される必要があるため、必要とされるノッチフィルタの数は、装置のサイズ及び複雑さを著しく増大させることなくノッチフィルタを増加させることにより、RFフィルタリングを実施することが実用的であるように限定される。例えば、図6Bに示されるように、二つのノッチフィルタだけが必要とされる。
【0032】
ノッチフィルタ処理済みの連続振幅及び連続時間RF信号S242は、サンプリングプロセスによって連続振幅及び離散時間離散アナログ信号S252へと変換される。
【0033】
図6Aに示されるノッチフィルタ処理済みRF信号S242に対応して、図7Aは、対応する離散アナログ信号S252のスペクトルI+jQを示している。実用的なシステムでは、I+jQの実数成分即ちI成分がI経路で処理され、I+jQの虚数成分即ちQ成分がQ経路で処理される。理解を容易にするため、I成分及びQ成分が図7B及び図7Cにそれぞれ示されている。
【0034】
図6Bに示されるノッチフィルタ処理済みRF信号S242に対応して、図7Dは、対応する離散アナログ信号S252のスペクトルI+jQを示している。同様に、そのI成分及びQ成分が、図7E及び図7Fにそれぞれ示されている。
【0035】
後段の離散フィルタ160は、離散アナログ信号S252の帯域外干渉を圧縮して信号対雑音比を向上させる。アナログ・デジタル変換器ADC170は、離散アナログ信号S252の出力信号を離散振幅及び離散時間デジタル信号S272へ変換する。デジタル信号S272は、後段のデジタル信号処理ユニット280によって処理される。
【0036】
既存のRFサンプリング方式と比較すると、本発明に係る方法及び装置は、サンプリングレートをf_(s)=f_(c)又はf_(c)-IFからf_(s)=1/N×f_(c)又は1/N×(f_(c)-IF)へと大きく減少させ、従って、ワット損を大きく低減することができる。RFノッチフィルタを実施する方法は簡単であり、また、ノッチフィルタが小型で安価であるため、本発明に係る方法及び装置を使用することによりRFサンプリングを簡単に且つ安価に達成することができる。」

なお、段落【0022】の「LAN130」との記載は、原文に照らせば、「LNA130」の明らかな誤記である。
また、段落【0029】に「フィルタリングユニット250」との記載があるが、段落【0019】には「図3は、サンプリングユニット250において・・・」と記載されており、図3にも「サンプリングユニット250」が記載されていることから、段落【0029】の「フィルタリングユニット250」は、「サンプリングユニット250」の明らかな誤記である。

(4)上記(1)?(3)の記載を総合すれば、引用文献1には、以下の発明(以下、「引用発明」という。)が記載されている。
「BPF120を用いてRF信号S210を帯域通過フィルタリングし、帯域通過フィルタ処理済み信号S222は、LNA130によって増幅された後、少なくとも一つの所定の干渉周波数成分をRF信号S210からフィルタ除去するためにフィルタリングユニット240へ転送され、フィルタリングユニット240からの出力信号S242はノッチフィルタ処理済みRF信号であり、また、この信号は、サンプリングユニット250によってサンプリングされた後、離散アナログ信号S252へ変換され、離散アナログ信号S252は、離散フィルタ160及びアナログ・デジタル変換器170によって処理された後、デジタル信号S272へと変換され、その後、デジタル信号S272は、デジタル信号処理ユニット280によって処理される受信器であって、
サンプリングユニット250は、最初に、ノッチフィルタ処理済みRF信号S242を、二つの経路、即ち、対応するサンプリングクロックCLK1及びCLK2によってそれぞれサンプリングされるI成分とQ成分とに分離し、サンプリングクロックCLK1及びCLK2は、同じレートを有するが90°の位相シフトを有しており、使用されるレートは、サンプリングレードfsであるものであって、
サンプリングユニット250におけるサンプリングによって、中心周波数f_(c)のRF信号からベースバンドに近い中間周波数IF信号を得る受信器。」

2-2 引用文献2
原査定の拒絶の理由に引用された特開2001-45081号公報(以下、「引用文献2」という。なお、原査定の拒絶の理由には、本文献が「引用文献3」と表記されている。)には、図面とともに次の(5)?(7)の事項が記載されている。なお、下線は当審が付した。

(5)「【0013】この発明は、図1(A)に示すようなキャリアに重畳された目的信号を離散時間信号として復元するためのものである。この目的信号は周波数軸上では、同図(B)のようにキャリア周波数を中心とするスペクトルとして現れる。この信号を、たとえば、f_(S) =4f_(0) となるようなサンプリング周波数f_(S) でサンプリングすると、図2(A)に示すようなスペクトルが周波数軸上に写像される。このうちハッチングしたスペクトルを取り出して復元する。・・・(中略)・・・
【0016】しかし、図3(B)に示すようにこの実数部データと虚数部データは、交互でありそれぞれ1サンプリング時刻ずつずれたものになっている。また、図2(A)に示すようにアンダーサンプリングした場合には、目的のスペクトル以外に折り返しスペクトルが発生している。この不要スペクトルを除去するためにローパスフィルタのフィルタ演算を行うが、このときサンプリング時刻のずれに合わせて間隔をあけてフィルタ演算を行うことにより、フィルタの補間効果によってサンプリング時刻のずれを解消することができる。すなわち、図4に示すようにサンプリング時刻がずれていてもその時刻に合わせたフィルタ係数を乗算することにより、その時刻に合わせた重み付けが行われ、フィルタからの出力はそのフィルタ長の中心時刻のものとして扱うことができるようになる。」

(6)「【0057】図17に、図5のDSPにおいて上記復調方式を実行するためのブロック図を示す。このブロック図においては、分配部11がサンプリングされた離散実数データx[n] を、そのデータが偶数番目であるか奇数番目であるかに応じて、交互に実数部・虚数部に分配する。実数部・虚数部の各処理部では、乗算器12,13がデータの番号mに応じて1つおきにデータの符号を反転(-1を乗算)し、実数データおよび虚数データを復元する。そして、ローパスフィルタ14,15にこのデータを入力することによって不要スペクトルを除去するとともに、実数データ、虚数データを同サンプリング時刻のデータに補間処理する。データが1つずつ実数部と虚数部に分配されるため、実数データx[n] の転送レートは、サンプリング周波数f_(s)と等しいが、複素数データに変換後の転送レートはf_(s)/2となる。また、その複素数データの周波数領域は-f_(s)/4?f_(s)/4(-B/2?B/2)である。」

(7)図17には、ローバスフィルタ14、15がInterpolator(インターポレータ)であることが記載されている。

すなわち、引用文献2には、f_(S )=4f_(0) となるようなサンプリング周波数f_(S) でサンプリングしたときに発生する目的のスペクトル以外の折り返しスペクトル、すなわちイメージ成分を除去すること、インターポレータによって、実数部(すなわち、I成分)と虚数部(すなわち、Q成分)からイメージ成分を除去することが記載されている。

3. 対比・判断
(1)本願補正発明と引用発明との対比
引用発明は、サンプリングユニット250において、RF信号S242がサンプリングクロックCLK1及びCLK2によってそれぞれサンプリングされて、ベースバンドに近い中間周波数IF信号であるI成分及びQ成分を得るものである。ここで、サンプリングクロックCLK1及びCLK2は、同じレートを有するが90°の位相シフトを有するものである。
それゆえ、引用発明は、「RF信号を周波数0に近接する中間周波数帯域に下方変換して」、複数のサンプル信号であるI成分及びQ成分を得るものであるということができる。
また、前記複数のサンプル信号であるI成分及びQ成分を得るために、「同じレートを有するが90°の位相シフトを有する」サンプリングクロックCLK1及びCLK2によってRF信号をサンプリングするものであるから、得られたサンプル信号であるI成分及びQ成分は90°の位相差を有している。
以上をまとめると、引用発明の「サンプリングユニット250」は本願補正発明の「位相変換部」に相当し、本願補正発明と引用発明とは、「RF信号を周波数0に近接する中間周波数帯域に下方変換して複数のサンプル信号を生成し、前記サンプル信号の間に一定の位相差を発生させる位相変換部」であって、「前記下方変換したサンプル信号の間に前記位相差を発生させる」「位相変換部」を備える点で一致する。

本願補正発明において、「コンプレックスインターポレート部」が行う「前記発生した位相差を用い、前記サンプル信号からイメージ成分を除去する」ことは、本願明細書の例えば段落【0063】?【0065】に記載されているように、サンプルストリームAに対して相対的に位相が遅延したサンプルストリームBを加えることによって、負の周波数帯域からのエイリアシング成分であるイメージ成分を除去させることと解される。
引用発明も、RF信号S242が90°の位相シフトを有するサンプリングクロックCLK1とCLK2によってサンプリングされるのであるから、サンプリングされて得られるI成分とQ成分は、90°の位相シフトを有する信号である。そして、デジタル信号処理ユニット280で処理されて出力信号が得られるのであるから、本願補正発明と同様に、サンプル信号からイメージ成分が除去されていると解される。
しかし、「前記発生した位相差を用い、前記サンプル信号からイメージ成分を除去する」処理を「コンプレックスインターポレート部」が行うことは明記されていない。

したがって、本願補正発明と引用発明とは、以下の点で一致し、相違する。

[一致点]
「RF信号を周波数0に近接する中間周波数帯域に下方変換して複数のサンプル信号を生成し、前記サンプル信号の間に一定の位相差を発生させる位相変換部を備え、
前記位相変換部は、前記下方変換したサンプル信号の間に前記位相差を発生させることを特徴とするデジタル直接変換受信装置。」

[相違点]
本願補正発明は、サンプル信号の間に発生した位相差を用い、前記サンプル信号からイメージ成分を除去するコンプレックスインターポレート部を備えるのに対して、
引用発明は、そのようなイメージ成分を除去するコンプレックスインターポレート部が備えることが明らかではない点。

(2)相違点に対する判断
インターポレータによって、I成分とQ成分からイメージ成分を除去することは、引用文献2に記載されているから、引用発明のデジタル信号処理ユニット280の内部にインタポレート部を設け、引用発明におけるサンプリングされて得られるI成分とQ成分からイメージ成分を除去する処理を、該インターポレート部によって行うことは、当業者が容易になし得たことである。

以上のとおりであるから、本願補正発明は、引用発明及び引用文献2に記載された事項に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第29条第2項の規定により特許出願の際独立して特許を受けることができないものである。

4.まとめ
したがって、本件補正は、平成23年法律第63号改正附則第2条第18項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第17条の2第6項において準用する同法第126条第5項の規定に違反するので、同法第159条第1項の規定において読み替えて準用する同法第53条第1項の規定により却下すべきものである。

第3 本願発明について
1.本願発明の認定
平成24年8月10日付けの手続補正は上記のとおり却下されたので、本願の請求項に係る発明は、平成23年10月3日付けで手続補正された特許請求の範囲の請求項1?19に記載された事項により特定されるものと認められるところ、その請求項1に係る発明(以下、「本願発明」という。)は以下のとおりのものである。
「【請求項1】
RF信号を周波数0に近接する中間周波数帯域に下方変換して複数のサンプル信号を生成し、前記サンプル信号の間に一定の位相差を発生させる位相変換部と、
前記発生した位相差を用い、前記サンプル信号からイメージ成分を除去するコンプレックスインターポレート部と
を備えることを特徴とするデジタル直接変換受信装置。」

2.引用文献
原審拒絶理由に引用された文献、および、その記載事項は、前記第2 2.に記載したとおりである。

3.対比・判断
本願発明は、前記第2で検討した本願補正発明の限定事項である構成を省いたものである。
そうすると、本願発明の特定事項を全て含み、さらに他の特定事項を付加したものに相当する本願補正発明が、前記第2 3.に記載したとおり、引用発明及び引用文献2に記載された事項に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、本願発明も、同様の理由により、引用発明及び引用文献2に記載された事項に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものである。

4.まとめ
したがって、本願発明は、引用発明及び引用文献2に記載された事項に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものであるので、特許法第29条第2項の規定により特許を受けることができない。

第4 むすび
以上のとおりであるから、本願は、他の請求項に係る発明について検討するまでもなく、拒絶すべきものである。
よって、結論のとおり審決する。
 
審理終結日 2013-06-06 
結審通知日 2013-06-11 
審決日 2013-06-24 
出願番号 特願2009-234210(P2009-234210)
審決分類 P 1 8・ 575- Z (H04B)
P 1 8・ 121- Z (H04B)
最終処分 不成立  
前審関与審査官 石井 則之小池 堂夫  
特許庁審判長 吉村 博之
特許庁審判官 吉田 隆之
江口 能弘
発明の名称 デジタル直接変換受信装置および方法  
復代理人 濱中 淳宏  
代理人 特許業務法人 谷・阿部特許事務所  
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