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| 審決分類 |
審判 査定不服 5項独立特許用件 特許、登録しない。 H04B 審判 査定不服 2項進歩性 特許、登録しない。 H04B |
|---|---|
| 管理番号 | 1094197 |
| 審判番号 | 不服2000-11018 |
| 総通号数 | 53 |
| 発行国 | 日本国特許庁(JP) |
| 公報種別 | 特許審決公報 |
| 発行日 | 1999-06-18 |
| 種別 | 拒絶査定不服の審決 |
| 審判請求日 | 2000-07-18 |
| 確定日 | 2004-03-24 |
| 事件の表示 | 平成10年特許願第220784号「OFDM受信機のための等化方法と等化器」拒絶査定に対する審判事件[平成11年 6月18日出願公開、特開平11-163771]について、次のとおり審決する。 |
| 結論 | 本件審判の請求は、成り立たない。 |
| 理由 |
1.手続の経緯 本願は、平成10年8月4日(パリ条約による優先権主張1997年8月20日 大韓民国)の出願であって、平成12年4月7日付けで拒絶査定がなされ、平成12年4月18日付けで謄本の送達がなされ、これに対し、同年7月18日付けで拒絶査定に対する審判請求がなされるとともに、同年8月16日付けで手続補正がなされたものである。 2.平成12年8月16日付の手続補正についての補正却下の決定 [補正却下の決定の結論] 平成12年8月16日付の手続補正を却下する。 [理由] (1)補正後の本願発明 本件補正により、特許請求の範囲の請求項1は 「【請求項1】 4シンボル周期を有する分散パイロットを用いて多数のサブチャンネルに伝送される多数のキャリヤのチャンネル歪曲を補償する方法において、 (a) 受信される多数のキャリヤから前記4シンボル単位で分散パイロットを抽出して4シンボルから抽出された分散パイロット位置における各サブチャンネルのチャンネル特性値を加算して3サブチャンネル周期を有する分散パイロット位置におけるチャンネル特性値を得る段階と、 (b) 分散パイロット間のデータの伝送されるサブチャンネルの特性を、隣接する前記3サブチャンネル周期を有する分散パイロット位置におけるチャンネル特性値を用いて推定して全体サブチャンネル特性値を得る段階と、 (c) 前記受信される多数のキャリヤに対して前記全体サブチャンネル特性値に基づいてチャンネル歪曲を補償する段階とを含むことを特徴とする等化方法。」 と補正された。 前記補正は、請求項1、2、及び15に記載された発明を特定するために必要な事項である、それぞれの請求項における第1所定数のシンボルを「4シンボル」と限定し、第2所定数のサブチャンネルを「3サブチャンネル」と限定するものであって、特許法第17条の2第4項第2号の特許請求の範囲の減縮を目的とするものに該当する。 そこで、本件補正後の前記請求項1に記載された発明(以下、「本願補正発明」という。)が特許出願の際独立して特許を受けることができるものであるか(特許法第17条の2第5項において準用する同法第126条第4項の規定)について以下に検討する。 (2)引用例 原査定の拒絶の理由に引用された本願出願前頒布された刊行物である「映像情報メディア学会技術報告[池田哲臣他6名著“複数シンボル長を用いた時分割多重OFDM実験装置の開発”]Vol.21,No.30,P.13〜18(1997.5.21)」(以下、「引用例1」という。)には、次の事項が記載されている。 A.「・・・異なる伝搬特性に応じて伝送パラメータを設定し、それぞれのサービスに対する最適な伝送路を提供することを目的とする。」(第13頁左欄末行〜右欄2行) B.「3.1.2 OFDM復調装置 復調装置は、変調装置と逆の処理を行う。ここでは、直交復調器、周波数同期、及び復調方式について説明する。・・・ (2)直交復調器及び周波数同期方式 サンプリングされたディジタル信号は、ディジタル直交復調器でベースバンド信号に変換される。このとき、正確な周波数で直交検波する必要がある。本装置は、キャリア間隔以内(狭帯域AFC)とキャリア間隔単位(広帯域AFC)の2つのAFCループにより正確かつ広範囲な周波数同期を実現している。 図6に周波数同期システムの構成を示す。AFC1のループは、ガードインタバルの相関を用いてキャリア間隔の±1/2までの周波数引き込みを行う。 キャリア間隔単位の引き込みは、図7に示す周波数基準シンボルを用いる。周波数基準シンボルは、ヌルシンボルの特定周波数に一定振幅のキャリア(有効キャリア)を配置している。このシンボルは、1Kシステムと8Kシステムの両方で復調できるようにシンボル長は低階層シンボル(すなわち8Kシステム)と等しくし、8キャリアおきに511のPN系列に従って有効キャリアを配置している。AFC2のループは、復調された周波数基準シンボルの有効キャリアの位置と基準PN系列との相関を求めることによりキャリア間隔単位の周波数引き込みをを行う。」(第16頁左欄12行〜43行) C.「(3)低階層データの復調方式 QAM系の復調には、振幅と位相が既知のパイロット信号を用いる。パイロット信号は、図8に示すように時間-周波数領域で分散した配置としている。受信側ではパイロット信号の振幅と位相を基準としてデータの復調を行う。」(第16頁左欄下5行〜右欄下13行) D.「パイロット信号は、時間-周波数領域でサブサンプルされた構造となっているため、内挿することにより全データの基準信号を求める。本装置は、時間方向は零次ホールド、周波数方向はFIRフィルタを用いて内挿を行っている。」(第16頁右欄下13〜9行) E.図面 Fig.8Location of pilot carriers には、横軸方向にCarriers(周波数領域)をとり、縦軸方向にSymbols(時間領域)をとり、●印で示されたパイロットと○印で示されたデータとの配列が示されており、パイロットはパイロットが配置された列においては時間方向に4シンボル周期の位置にあり、該4シンボル周期のパイロットが位置するデータを含む列(OFDMにおいて各キャリアの列はサブチャンネルに相当する。)は3キャリア周期で配置されているのが読み取れる。 特開平8-265293号公報(以下、「引用例2」という。)には、次の事項が記載されている。 F.「基準データの送信間隔は、フェージング等による受信波の変動を考慮して決定される。・・・受信波は時間的および周波数的に変動するが、ある時間幅および周波数幅でほぼ一定と見倣せる。これらは、それぞれコヒーレンス時間およびコヒーレンス帯域幅と呼ばれる。」(【0007】段落) G.「本発明の受信装置では、復調信号中に間欠的に挿入されているPSKシンボルにより受信波の振幅変動および位相変動が検出されると、これらの検出結果を基に、復調信号中のPSKシンボル以外の情報シンボルが挿入された領域の振幅変動および位相変動が補間される。そして、この補間された振幅変動および位相変動の情報を基に、情報シンボルが等化される。したがって、すべての情報シンボルについて最適な等化を行なうことが可能となる。」(【0032】段落) 「補間回路33は、メモリ27に保持された情報シンボル領域の中でQPSKシンボルが伝送されていないスロットについて、QPSKシンボル誤差検出器32の出力を補間する。これにより、メモリ27に保持されたすべての時間スロットおよび周波数スロットについて、基準シンボル受信時点からの振幅および位相の変動量が検出される。・・・これらの誤差信号を基に上記メモリ27に保持された情報シンボルの等化を行なわせる。」(【0049】〜【0050】段落)」 H.図10、図11 (3)対比 引用例1の低階層データの復調方式を含む時分割多重OFDMの復調方法についての発明と本願補正発明とを対比する。 引用例1には、E.で既述のように、OFDM復調に関し、Fig.8Location of pilot carriers に●印で示されたパイロットと○印で示されたデータ信号とが時間-周波数領域で分散して配置されているのが示されており、このパイロット信号は、パイロット信号が位置する列(位置しない列もある。)においては時間方向(縦軸方向)に各列において4シンボル周期に配置されているのが読み取れる。(なお、Fig.8を参酌するに際して、同じOFDM復調に関する引用例2の図10、図11のCPSKシンボルとQAMシンボルの配置及び関連する記載を参照した。) また、Fig.8の横軸方向はcarriers(複数形)であってOFDMであることから各キャリアはそれぞれサブチャンネルを構成するキャリアであり多数のサブチャンネルからなることが示されている。更に、B.C.とD.の記載によれば、パイロット信号の振幅と位相を基準としてデータの復調がされ、全データの基準信号が求められる。この全データの基準信号は、全データの復調に用いられ、前記全データの基準信号の振幅と位相を基準としてデータの復調がされると解されるとともに、このような復調は歪曲を補償するためのものであることは技術的常識であるので、引用例1の発明は、本願補正発明の「4シンボル周期を有する分散パイロットを用いて多数のサブチャンネルに伝送される多数のキャリヤのチャンネル歪曲を補償する方法において、」の構成要件を有する。 引用例1の発明は、C.D.及びE.の記載を参照すると、OFDM復調装置側(受信側)のパイロット信号は、時間-周波数領域でサブサンプルされた構造となっていて、パイロット信号が存在する列においては時間(列)方向に4シンボル周期の位置に配置され、内挿するとは、例えば、ある値とある値の間の値を補間などにより求めることであり、ある値はFig.8においては時間方向に隣接するパイロット信号の値が想定でき、このような内挿により4シンボル周期の間のデータ信号位置の基準信号を求めることができる。時間方向は零次ホールド(内挿)とは、パイロット信号間の4シンボル周期に対してパイロット信号の振幅と位相の特性値がホールドされると解され、結果的には、サブサンプルされているパイロット信号の存在する列については4シンボル周期ごと当該サブチャンネル(列)の全てに前記振幅と位相の特性値(基準の特性値)が得られることを意味し、且つ、周波数方向に見たこの基準の特性値が得られた列の周期は、Fig.8の時間-周波数領域においては3サブチャンネル周期であるものが示されているから、引用例1の発明は、本願補正発明の「 受信される多数のキャリヤから前記4シンボル単位で分散パイロットを抽出して4シンボルから抽出された分散パイロット位置における各サブチャンネルのチャンネル特性値をホールドして3サブチャンネル周期を有する分散パイロット位置におけるチャンネル特性値を得る段階と、」に相当する構成要件を有する。 引用例1の発明は、C.D.及びE.の記載を参照すると、パイロット信号は、時間-周波数領域でサブサンプルされた構造となっており、時間方向は零次ホールド、周波数方向はFIRフィルタを用いて内挿を行っている。 ここで、時間方向は零次ホールド、周波数方向はFIRフィルタを用いて内挿により全データの基準信号を求める内挿の順序は、コヒーレンス時間およびコヒーレンス帯域幅を考慮してパイロット信号が配置されていること(引用例2のF.を参照。)、Fig.8の時間-周波数領域では周波数方向に少なくとも1つのパイロット信号が位置していることから周波数方向の内挿を先に行うと周波数方向の内挿のみで全データの基準信号を求めることが可能であると解されること、周波数方向は隣接するパイロット信号間隔が大きいことから周波数方向の変動があると大きく影響を受け内挿精度に反映されると考えられるなどの理由により、時間方向の内挿を先行させることは技術的常識のうちであると解される。時間方向に零次ホールドする段階を先行すると、この時間方向のホールド値を用いた周波数方向の内挿による段階が後続し、これらの内挿により、全データの基準信号を求めることが示されていると判断できるものである。 前記のように、サブサンプルされているサブチャンネルの列方向の全てに基準の特性値が求められている段階を踏まえると、後続する内挿においては、隣接する前記3サブチャンネル周期を有するパイロット信号位置の特性値を用いて得られた時間方向(列方向)におけるチャンネル特性値を用いて、前記3サブチャンネル周期の間のサブチャンネルのチャンネル特性値を内挿による推定により全体サブチャンネル特性値を得ることになるので、引用例1の発明は、本願補正発明の「 分散パイロット間のデータの伝送されるサブチャンネルの特性を、隣接する前記3サブチャンネル周期を有する分散パイロット位置におけるチャンネル特性値を用いて推定して全体サブチャンネル特性値を得る段階と、」に相当する構成要件を有するといえる。 引用例1の発明は、C.D.の記載を参照すると、振幅と位相が既知のパイロット信号を用い、パイロット信号の振幅と位相を基準として全データの基準信号を求めてデータ信号の復調ができるものであり、この基準に基づいた復調の段階は、チャンネル歪曲を補償する段階であると言い換えれるので、本願補正発明の「 前記受信される多数のキャリヤに対して前記全体サブチャンネル特性値に基づいてチャンネル歪曲を補償する段階とを含む方法」に相当する構成要件を有するといえる。 したがって、引用例1の発明と本願補正発明とは 「4シンボル周期を有する分散パイロットを用いて多数のサブチャンネルに伝送される多数のキャリヤのチャンネル歪曲を補償する方法において、 受信される多数のキャリヤから前記4シンボル単位で分散パイロットを抽出して4シンボルから抽出された分散パイロット位置における各サブチャンネルのチャンネル特性値をホールドして3サブチャンネル周期を有する分散パイロット位置におけるチャンネル特性値を得る段階と、 分散パイロット間のデータの伝送されるサブチャンネルの特性を、隣接する前記3サブチャンネル周期を有する分散パイロット位置におけるチャンネル特性値を用いて推定して全体サブチャンネル特性値を得る段階と、 前記受信される多数のキャリヤに対して前記全体サブチャンネル特性値に基づいてチャンネル歪曲を補償する段階とを含む方法」である点で一致し、そして、次の点で相違する。 [相違点1] 3サブチャンネル周期を有する分散パイロット位置におけるチャンネル特性値を得るのに、本願補正発明は加算して得るのに対して、引用例1の発明は零次ホールドにより得ている点。 [相違点2] 本願補正発明は、チャンネル歪曲を補償する段階とを含む方法が等化方法であるのに対し、引用例1の発明には等化方法と記載されていない点。 (4)当審判断 [相違点1]について サンプリングされた値からサンプリングされていない位置の値を推定するのに、内挿補間や外挿補間などがあっていずれでもサンプリング値の間ないし近傍の値を推定でき、例えば、G.に記載されたように一般的にメモリにすべての時間スロットおよび周波数スロットのデータについて保持しておいて処理するものであるから内挿補間や外挿補間などもデジタル処理可能であり、これらは本願出願前周知の技術的事項にすぎないと認められる。サンプリングされた値である分散パイロット位置における4シンボルのチャンネル特性値を補間推定して得るために、前記周知の技術的事項は適宜参酌でき選択適用できると判断できるものである。 零次ホールドすることは、パイロット位置におけるチャンネル特性値にゼロを加算して特性値を得ることと技術思想的には格別な差異はなく、また、前記のような補間などによる推定により得るとしても、データパイロット位置におけるチャンネル特性値にゼロを加算して特性値を得ることができるものであり、かつ、デジタル処理において、ある値を所定の期間ホールドするのに、ある値に所定の期間ゼロを加算することにより得られることは技術的常識であるから、引用例1の発明の分散パイロット位置における4シンボルについてのチャンネル特性値を得るのに、加算して得ることは、当業者が容易になし得ることと認められる。 [相違点2]について 引用例2には、PSKシンボルにより受信波の振幅変動および位相変動が検出され、これらの検出結果を用いて補間(内挿)された振幅変動および位相変動の情報を基に、情報シンボルを等化することが記載されており、引用例2のようなOFDM復調方法は等化方法とみることができる。また、引用例1にはA.の記載にみられるように、ここでの復調が伝送路の特性に対処した等化に係る技術であることが示唆されている。引用例1の発明において、チャンネル歪曲を補償する段階とを含む方法を等化方法とすることは、引用例2を参照することにより当業者が適宜なし得ることである。 したがって、本願補正発明は、引用例1、引用例2に記載された発明及び本願出願前周知の技術に基いて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第29条第2項の規定により特許出願の際独立して特許を受けることができないものである。 (5)むすび 以上のとおり、本件補正は、特許法第17条の2第5項で準用する同法第126条第4項の規定に違反するものであり、特許法第159条第1項で準用する特許法第53条第1項の規定により却下されるべきものである。 3.本願発明について 平成12年8月16日付の手続補正は前記のとおり却下されたので、本願の請求項1に係る発明(以下、「本願発明」という。)は、平成12年1月6日付け手続補正書の特許請求の範囲の請求項1に記載された事項により特定される以下のとおりのものである。 「【請求項1】第1所定数のシンボル周期を有する分散パイロットを用いて多数のサブチャンネルに伝送される多数のキャリヤのチャンネル歪曲を補償する方法において、 (a) 受信される多数のキャリヤから前記第1所定数のシンボル単位で分散パイロットを抽出して第1所定数のシンボルから抽出された分散パイロット位置における各サブチャンネルのチャンネル特性値を加算して第2所定数のサブチャンネル周期を有する分散パイロット位置におけるチャンネル特性値を得る段階と、 (b) 分散パイロット間のデータの伝送されるサブチャンネルの特性を、隣接する前記第2所定数のサブチャンネル周期を有する分散パイロット位置におけるチャンネル特性値を用いて推定して全体サブチャンネル特性値を得る段階と、 (c) 前記受信される多数のキャリヤに対して前記全体サブチャンネル特性値に基づいてチャンネル歪曲を補償する段階とを含むことを特徴とする等化方法。」 (1)引用例 原査定の拒絶の理由に引用された引用例、及び、そこに記載された事項は、前記2.(2)の項に記載したとおりである。 (2)対比・判断 本願発明は、前記2.で検討した本願補正発明から「第1所定数」及び「第2所定数」を限定する事項である「4」及び「3」を省略して限定をなくしたものである。 そうすると、本願発明の構成要件を全て含み、さらに他の構成要件で限定された本願補正発明が、前記2.(4)の項に記載したように引用例1、引用例2、及び、本願出願前周知の技術に基いて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、本願発明は同様の理由により、引用例1、引用例2、及び、本願出願前周知の技術に基いて、当業者が容易に発明をすることができたものである。 (3)むすび 以上のとおり、本願発明は、引用例1に記載された発明、及び、引用例2に記載された事項ないし本願出願前周知の技術に基いて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第29条第2項の規定により特許を受けることができない。 よって、結論のとおり審決する。 |
| 審理終結日 | 2003-10-15 |
| 結審通知日 | 2003-10-21 |
| 審決日 | 2003-11-07 |
| 出願番号 | 特願平10-220784 |
| 審決分類 |
P
1
8・
121-
Z
(H04B)
P 1 8・ 575- Z (H04B) |
| 最終処分 | 不成立 |
| 前審関与審査官 | 田口 英雄、高野 洋 |
| 特許庁審判長 |
吉岡 浩 |
| 特許庁審判官 |
新井 則和 吉見 信明 |
| 発明の名称 | OFDM受信機のための等化方法と等化器 |
| 代理人 | 伊東 忠彦 |