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| 審決分類 |
審判 査定不服 2項進歩性 特許、登録しない(前置又は当審拒絶理由) H01Q |
|---|---|
| 管理番号 | 1349305 |
| 審判番号 | 不服2017-10665 |
| 総通号数 | 232 |
| 発行国 | 日本国特許庁(JP) |
| 公報種別 | 特許審決公報 |
| 発行日 | 2019-04-26 |
| 種別 | 拒絶査定不服の審決 |
| 審判請求日 | 2017-07-18 |
| 確定日 | 2019-02-21 |
| 事件の表示 | 特願2015-541406「減結合回路」拒絶査定不服審判事件〔平成27年 4月16日国際公開、WO2015/052838〕について、次のとおり審決する。 |
| 結論 | 本件審判の請求は、成り立たない。 |
| 理由 |
1.手続の経緯 本願は,2015年(平成27年)10月11日を国際出願日とする出願であって,平成28年9月20日付けで拒絶理由が通知され,平成28年11月21日に手続補正がなされ,平成29年4月11日付けで拒絶査定がされ,平成29年7月18日に拒絶査定不服審判が請求され,同時に手続補正がなされ,平成30年6月14日付けで当審が拒絶理由を通知し,平成30年8月16日に手続補正がなされたものである。 2.本願発明 本願の請求項1に係る発明(以下,「本願発明」という。)は,平成30年8月16日の手続補正書の特許請求の範囲の請求項1に記載された事項により特定される,以下のとおりのものと認める。 「第1の入出力端子から入力された信号を第2及び第3の入出力端子に分配する第1の信号分配手段と, 第4の入出力端子から入力された信号を第5及び第6の入出力端子に分配する第2の信号分配手段と, 前記第3の入出力端子と前記第6の入出力端子との間に接続され,前記第1の信号分配手段又は前記第2の信号分配手段により分配された信号の振幅及び位相を調整する振幅位相調整手段とを備え, 前記振幅位相調整手段は, 一端が前記第3の入出力端子と接続され,他端が前記第6の入出力端子と接続されている伝送線路と, 前記伝送線路に対してシャントに接続,あるいは,前記伝送線路と直列に接続されている共振回路とを備えており, 前記共振回路のQ値は,前記第1の入出力端子から前記第2及び第5の入出力端子を通じて前記第4の入出力端子に至る第1の信号経路を高周波信号が通る際の前記第1の入出力端子と前記第4の入出力端子との間の,使用周波数帯域における結合振幅の変化特性と,前記第1の入出力端子から前記振幅位相調整手段を通じて前記第4の入出力端子に至る第2の信号経路を高周波信号が通る際の前記第1の入出力端子と前記第4の入出力端子との間の,前記使用周波数帯域における結合振幅の変化特性とが等しくなるように設定され, 前記伝送線路の長さは,前記第1の信号経路を高周波信号が通る際の前記第1の入出力端子と前記第4の入出力端子との間の結合位相と,前記第2の信号経路を高周波信号が通る際の前記第1の入出力端子と前記第4の入出力端子との間の結合位相とが前記使用周波数帯域の全体で逆位相になるように設定され, 前記第1の信号分配手段の分配比と前記第2の信号分配手段の分配比とは,前記第1の信号経路を高周波信号が通る際の前記第1の入出力端子と前記第4の入出力端子との間の,前記使用周波数帯域における結合振幅の絶対値と,前記第2の信号経路を高周波信号が通る際の前記第1の入出力端子と前記第4の入出力端子との間の,前記使用周波数帯域における結合振幅の絶対値とが等しくなるように設定されていることを特徴とする減結合回路。」 3.当審の拒絶理由 一方,当審において平成30年6月14日付けで通知した拒絶理由の概要は,本願発明は,引用文献1に記載された発明及び引用文献2-3に記載された周知技術に基づいて,当業者が容易に発明をすることができたものであるから,特許法第29条第2項の規定により特許を受けることができない,というものである。 1.米国特許出願公開第2012/0207235号明細書 2.特開平8-46545号公報 3.特開2004-173113号公報 4.引用発明 米国特許出願公開第2012/0207235号明細書(以下,「引用文献1」という。下線は当審が付与。)には, 「[0002]In wireless communications, the utilization of multiple antennas may effectively enhance the system performance. The antennas may be used to provide the antenna diversity, the multiple-input-multiple-output (MIMO) function, etc. For example, IEEE 802.11n devices and long-term-evolution (LTE) devices have utilized multiple antennas for providing the MIMO function. [0003]The utilization of multiple antennas, however, may also bring side effects. For example, the signals transmitted from one antenna may be coupled with another antenna and act as noise or interference in the receiving circuit. The coupled signals, therefore, degrade the system performance.」 (当審訳: [0002]無線通信では,複数のアンテナを利用することにより,システム性能を向上させることができる。複数アンテナは,アンテナダイバーシティ,MIMO機能などに使用される。例えばIEEE 802.11n装置やLTE装置はMIMO機能を提供するため,複数アンテナを利用する。 [0003]しかしながら,複数アンテナの利用は,副作用をもたらすかもしれない。例えば,1つのアンテナから送信された信号は,他のアンテナに結合し,受信回路において雑音や干渉として作用する。したがって,結合信号は,システム性能を低下させる。) 「SUMMARY [0005]In view of the foregoing, it is appreciated that a substantial need exists for the device and method for reducing the coupling effect in the multiple-antenna devices to mitigate the problems mentioned above.」 (当審訳: 要約 [0005]上記の観点から,上記の問題を軽減するため,複数アンテナ装置における結合効果を低減させるための装置と方法が必要であることが理解される。) 「[0016]FIG.1 shows a simplified block diagram of an example multiple-antennas communication device 100. The communication device 100 comprises antennas 120 and 140, a signal processing circuit 160, a transmitting circuit 170, and a receiving circuit 190. The signal processing circuit 160 comprises a signal dividing circuit 162, a phase shifting circuit 164, and a signal combining circuit 166. Other components and connections are omitted for conciseness.」 (当審訳: [0016]図1は,例示的な複数アンテナ通信装置100の簡単なブロック図を示す。通信装置100は,アンテナ120と140,信号処理回路160,送信回路170と受信回路190を備える。信号処理回路160は,信号分配回路162,移相回路164と信号結合回路166を備える。他の構成要素及び接続は簡単化の為に省略されている。) FIG.1  (当審訳: 図1  ) 「[0019]As shown in FIG.1, the communication device 100 transmits the signal St and receives the signal Sr through the antennas 120 and 140, respectively. The transmitting circuit 170 transmits the signal S0 to the signal diving circuit 162. Besides, a coupled signal Sc represents the component of the signal S0 coupled from the transmitting circuit 170 to the receiving circuit 190. The coupled signal Sc is illustrated for easier comprehension only. In reality, the signal S0 may be coupled from the antenna 120 to the antenna 140, through the common ground between the transmitting circuit 170 and the receiving circuit 190, or other possible coupling paths between the transmitting circuit 170 and the receiving circuit 190. [0020]The signal diving circuit 162 receives the signal S0 from the transmitting circuit 170 and divides it into the signals St and S1. In this embodiment, the signals St and S1 are attenuated signals of the signal S0. The signal St is transmitted to the antenna 120. The signal S1 has substantially the same amplitude as the coupled signal Sc, and is transmitted to the phase shifting circuit 164. The phase shifting circuit 164 receives the signal S1 and shifts the phase of the signal S1 to generate a signal S2, which has substantially the same amplitude and a phase difference of approximate 180 degrees with respect to the coupled signal Sc. In another embodiment, the signals St and S1 may be respectively configured to have the same amplitude, the attenuated amplitude, or the amplified amplitude with respect to the signal S0. [0021]The antenna 140 receives the signal Sr and transmits it to the signal combining circuit 166. The signal combing circuit 166 combines the signal Sr and the signal S2 to generate a signal S3, which is transmitted to the receiving circuit 190. The receiving circuit 190 effectively receives the coupled signal Sc and the signal S3 (which comprises the signal S2 and the signal Sr). Because the signal S2 and the coupled signal Sc have substantially the same amplitude and a phase difference of approximate 180 degrees, the signal S2 may reduce or eliminate the influence of the coupled signal Sc. The receiving circuit 190 may, therefore, process the received signal Sr and achieve a better performance. [0022]In one embodiment, the phase shifting circuit 164 is realized with one or more resistor-capacitor circuits for generating the required phase shift. In another embodiment, the phase shifting circuit 164 may also be realized with one or more trans-mission lines of appropriate lengths, or circuits with passive and/or active components.」 (当審訳: [0019]図1に示すように,通信装置100は,アンテナ120を介して信号Stを送信し,アンテナ140を介して信号Srを受信する。送信回路170は信号S0を信号分配回路162に送信する。また,結合信号Scは送信回路170から受信回路190への結合された信号S0の成分を示す。結合信号Scは容易に理解するためにだけ記載されている。実際,信号S0は,アンテナ120からアンテナ140への結合,送信回路170と受信回路190の間の共通の接地を介した結合,あるいは,送信回路170と受信回路190の間の他の可能な結合を示していてもよい。 [0020]信号分配回路162は,送信回路170から信号S0を受信し,信号StとS1に分配する。この実施例において,信号StとS1は信号S0を弱めた信号である。信号Stはアンテナ120から送信される。信号S1は結合信号Scと実質的に同じ大きさを有し,移相回路164に送信される。移相回路164は,信号S1を受信し,信号S1の位相を遷移して,結合信号Scに対して約180度の位相差で実質的に同じ大きさの信号S2を生成する。他の実施例において,信号StとS1は,それぞれ同じ大きさで構成され,信号S0に関連した大きさに増幅あるいは減衰される。 [0021]アンテナ140は,信号Srを受信し,信号結合回路166へ送信する。信号結合回路166は,信号Srと信号S2を結合して信号S3を生成し,受信回路190に送信する。受信回路190は,結合信号Scと信号S3(信号S2と信号Srを含む)を効率的に受信する。信号S2と結合信号Scは実質的に同じ大きさと約180度の位相差を有するので,信号S2は結合信号Scの影響を低減または除去することが出来る。したがって,受信回路190は,受信信号Srを処理し,よりよい性能を達成することができる。 [0022]一実施例において,移相回路164は,要求される移相を生成するための1以上の抵抗コンデンサ回路で実現される。別の実施例において,移相回路164は1以上の,適切な長さの伝送線路や受動及び/又は能動要素を有する回路で実現される。) 「[0024]In one embodiment, the magnitude of the coupled signal Sc and the phase difference of the coupled signal Sc and the signal S0 may be measured in low interference or interference-free laboratories and/or estimated by software simulations. The measurement or simulation results of the magnitude of the coupled signal Sc and the phase difference of the coupled signal Sc and the signal S0 may be used to configure the signals dividing circuit 162 and/or the phase shifting circuit 164 for generating the signal S2, which has substantially the same magnitude and a phase difference of approximate 135 to 225 degrees with respect to the coupled signal Sc. The coupling effect of the coupled signal Sc may be reduced or eliminated by the signal S2. In another embodiment, the signal S2 may be configured to have substantially the same magnitude and a phase difference of 180 degrees with respect to the coupled signal Sc. [0025]In yet another embodiment, the communication device 100 transmits signals through the antenna 140 and receives signals through the antenna 120. The transmitting circuit 170 is coupled with the antenna 140 for transmitting the signal St and the receiving circuit 190 is coupled with the antenna 120 for receiving the signal Sr.」 (当審訳: [0024]一実施例において,結合信号Scの大きさ及び結合信号Scと信号S0の位相差は,低干渉又は無干渉下での測定,及び/又はソフトウェアシミュレーションによる推定でもよい。結合信号Scの大きさと結合信号Scと信号S0の位相差の測定又はシミュレーション結果は,結合信号Scに関連した,実質的に同じ大きさで約135から225度の位相差を有する信号S2を生成するために,信号分配回路162及び/又は移相回路164を構成してもよい。信号S2により,結合信号Scの結合効果は低減又は除去される。他の実施例において,信号S2は,結合信号Scに対して同じ大きさと180度位相差を有してもよい。 [0025]別の実施例において,通信装置100は,アンテナ140を介して信号を送信し,アンテナ120を介して信号を受信しても良い。送信回路170は,信号Stを送信するためにアンテナ140と結合され,受信回路190は,信号Srを受信するためにアンテナ120に結合されても良い。) 「[0033]In the above embodiments, the values of the elements in the signal dividing circuit 162 may be configured according to different design considerations, for example, the magnitude of the coupled signal Sc, the frequency band and the bandwidth of the transmitting signals and the receiving signals, and/or the required bandwidth of the signal dividing circuit 162. [0034]As shown in the aforementioned descriptions, the signal processing circuit 160 may be realized with passive elements, for example, resistors, capacitors, and/or inductors, and therefore only occupies a small space. Moreover, by appropriately configuring the values of the passive elements, the characteristics of the signal processing circuit 160 may be easily adjusted according to the magnitude of the coupled signals, the required bandwidth, and other design parameters. Besides, the signal processing circuit 160 and other decoupling approaches, e.g., isolators and increasing the distance of antennas, may be jointly implemented in the electronic devices to achieve a better system performance.」 (当審訳: [0033]上記の実施例において,信号分配回路162内の素子の値は,例えば結合信号Scの大きさ,送受信信号の周波数帯域と帯域幅,及び/又は信号分配回路162の要求帯域幅といった異なる設計事項に応じて構成される。 [0034]上述したように,信号処理回路160は,抵抗,コンデンサ及び/またはインダクタといった受動素子で実現されても良く,したがって僅かなスペースしか占有しない。さらに,受動素子の値を適切に構成することで,信号処理回路160の特性を結合信号の大きさ,要求帯域幅,およびその他の設計パラメータに対して簡単に調整できる。また,信号処理回路160と,アイソレータとアンテナ間の距離を増加させるようなその他のデカップリング手法を,よりよいシステム性能を達成するために,電子装置内で共同して実施することができる。) の記載がある。したがって, 「複数アンテナ装置における結合効果を低減させるため, IEEE 802.11n装置やLTE装置としての複数アンテナ通信装置100の信号処理回路160であって, 信号処理回路160は,信号分配回路162,移相回路164と信号結合回路166を備え, 結合信号Scは送信回路170から受信回路190への結合された信号S0の成分であって,アンテナ120からアンテナ140への結合であり, 送信回路170から入力された信号S0を,信号Stと信号S1に分配する信号分配回路162と,信号Stはアンテナ120から送信され, 信号StとS1は信号S0を弱めた信号であって,信号S1は結合信号Scと実質的に同じ大きさを有し, アンテナ140から入力された信号Srと信号S2を,信号S3に結合する信号結合回路166と,信号結合回路166は,信号Srと信号S2を結合して信号S3を生成し,受信回路190に送信し, 信号分配回路162が出力する信号S1は結合信号Scと実質的に同じ大きさを有し,移相回路164に送信され, 移相回路164は,信号S1を受信し,信号S1の位相を遷移して,結合信号Scに対して約180度の位相差で実質的に同じ大きさの信号S2を生成し, 前記移相回路164は,1以上の,適切な長さの伝送線路や受動及び/又は能動要素を有する回路で実現され, アンテナ140を介して信号を送信し,アンテナ120を介して信号を受信しても良く, 信号処理回路160は,受動素子で実現されても良く,受動素子の値を適切に構成することで,特性を要求帯域幅に対して簡単に調整できる 信号処理回路160。」(以下,「引用発明」という。) の発明が記載されていると認める。 特開2004-173113号公報(以下,「引用文献2」という。下線は当審が付与。)には, 「【0040】 さらに、図1?4に示す構成と比較すると信号の損失は大きくなるものの、図5,6に示す構成においても、図1?4に示す構成と同様に、入出力端子間における広帯域高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを十分に変化させることができる。 【0041】 図5に示す位相調整回路においては、インピーダンス調整回路114の一端114aは主伝送線路106と接続され、インピーダンス調整回路114の他端114bは接地されている。インピーダンス調整回路114は、PINダイオード138と、並列共振器144と、をその両端間に直列に備えている。」 【図5】  の記載がある。 すなわち,引用文献2によれば, 「伝送線路と,伝送線路と接地の間に接続されている共振回路を備えている位相調整回路」(以下,「周知技術」という。) は周知であるといえる。 5.本願発明と引用発明の対比 引用発明の信号処理回路160は,結合効果を低減させるための回路であるから,「減結合回路」であるといえる。 引用発明のアンテナ120は,送信回路170からの信号S0を信号分配回路162を介して送信する送信アンテナであり,アンテナ140は,入力された信号Srを信号結合回路166を介して受信回路190に送信する受信アンテナであるが,アンテナ140を介して信号を送信し,アンテナ120を介して信号を受信しても良いから,アンテナ120,140は双方向可能な送受信アンテナである。 ここで,信号分配回路162はアンテナ120に接続されており,信号結合回路166はアンテナ140に接続されているから,信号分配回路162と信号結合回路168も双方向の通信が可能な回路であることは明らかである。 引用発明の送信回路170から信号分配回路162,アンテナ120,アンテナ140及び信号結合回路166を通じて受信回路190に至る経路が,本願発明の「第1の信号経路」に相当し,引用発明の送信回路170から信号分配回路162,移相回路164及び信号結合回路166を通じて受信回路190に至る経路が,本願発明の「第2の信号経路」に相当する。 引用発明の「信号分配回路162」へ,送信回路170から信号S0が入力されるから,信号分配回路162に「第1の入力端子」が存在することは自明であり,信号分配回路162から,アンテナ120へ信号Stを,移相回路162へ信号S1を,それぞれ出力するから,信号分配回路162に「第2の出力端子」と「第3の出力端子」が存在することも自明である。 つまり,「信号分配回路162」は,「第1の入力端子」から入力された信号を「第2および第3の出力端子」に分配する回路である。 そして,上記のように「信号分配回路162」は双方向の通信が可能な回路であるから,各「入力端子」「出力端子」は,いずれも「入出力端子」であるといえ,本願発明の「第1の入出力端子」は,第1の信号経路と第2の信号経路の入力が行われるから,引用発明の「第1の入力端子」は,本願発明の「第1の入出力端子」に相当する。 また,本願発明の「第2の入出力端子」は,第1の信号経路が出力され,「第3の入出力端子」は,第2の信号経路が出力されているから,引用発明の「第2の入力端子」と「第3の入力端子」は,それぞれ本願発明の「第2の入出力端子」と「第3の入出力端子」に相当する。 したがって,引用発明の「信号分配回路162」は,本願発明の「第1の入出力手段から入力された信号を第2及び第3の入出力手段に分配する第1の信号分配回路」に相当する。 引用発明の「信号結合回路166」は,受信回路190へ信号S3を出力するから,「第4の出力端子」が存在することは自明であり,信号結合回路166は,アンテナ140から信号Srが,移相回路162から信号S2が,それぞれ入力されるから,信号結合回路166に「第5の入力端子」と「第6の入力端子」が存在することも自明であるから,「信号結合回路166」は,「第5と第6の入力端子」から入力された信号を「第4の出力端子」に出力する回路である。 そして,上記のように「信号結合回路166」は双方向の通信が可能な回路であるから,各「入力端子」「出力端子」は,いずれも「入出力端子」であるといえ,本願発明の「第4の入出力端子」は,第1の信号経路と第2の信号経路の出力を行っているから,引用発明の「第4の出力端子」は,本願発明の「第4の入出力端子」に相当する。 また,本願発明の「第5の入出力端子」は,第1の信号経路が入力され,「第6の入出力端子」は,第2の信号経路が入力されているから,引用発明の「第5の入力端子」と「第6の入力端子」は,それぞれ本願発明の「第5の入出力端子」と「第6の入出力端子」に相当する。 ここで,「信号結合回路166」は双方向の通信が可能な回路であるから,「第4の入力端子」から入力された信号を「第5と第6の出力端子」へ出力する回路,すなわち信号を分配する回路でもあるから,「信号分配回路」であるともいえる。 したがって,引用発明の「信号結合回路166」は,本願発明の「第4の入出力端子から入力された信号を第5及び第6の入出力端子に分配する第2の信号分配回路」に相当する。 引用発明の「移相回路164」は,適切な長さの伝送線路や受動及び/又は能動要素を有する回路であって,信号分配回路162と信号結合回路166との間,すなわち「第3の出力端子」と「第6の入力端子」との間に接続されているといえ,「移相回路164」は,信号分配回路162により分配された信号の位相を遷移,すなわち調整する手段である。 そうすると,引用発明の,1以上の,適切な長さの伝送線路や受動及び/又は能動要素を有する回路で実現されている「移相回路164」と,本願発明の「一端が前記第3の入出力端子と接続され,他端が前記第6の入出力端子と接続されている伝送線路と,前記伝送線路に対してシャントに接続,あるいは,前記伝送線路と直列に接続されている共振回路」とを備えている「振幅位相調整手段」は,「伝送線路と所定の要素を備え」ている「位相調整回路」で一致する。 引用発明はIEEE 802.11n装置やLTE装置としての複数アンテナ通信装置100であるから,送信回路170から送信される信号は,高周波信号であって,IEEE 802.11nやLTEで決められている所定の使用周波数帯域のうちのいずれかの周波数信号である。 アンテナ120とアンテナ140の間の伝搬状態は,IEEE 802.11nやLTEの使用周波数帯域における所定の周波数特性を有することは技術常識であって,結合信号Scは信号分配回路162の出力信号Stをアンテナ120から出力し,アンテナ140から入力された信号Srであるから,結合信号Scは信号Stに対して,所定の周波数特性を有する伝搬状態の影響を受けた信号である。 一方,信号S2は,信号分配回路162の出力信号S1を「移相回路」へ入力し,「移相回路」から出力された信号S2であり,「移相回路」は,送受信信号の周波数帯域と帯域幅に応じて構成される回路である。 ここで,引用発明において「信号結合回路166」に入力される信号S2は結合信号Scと同じ大きさと180度位相差を有する信号であり,結合信号Scがアンテナ120から送信された信号Stに対して所定の周波数特性を有する伝搬状態の影響を受けた信号であるから,信号S2も所定の周波数特性を有する伝搬状態と180度位相差を有する結果となる処理を行った信号である必要があることは明らかである。 「180度の位相差」は「逆位相」を意味することは技術常識であるから,信号S2は,結合信号Scに対して所定の使用周波数帯域において,所定の周波数特性と同じ周波数特性であって逆位相となる信号である。 ここで,引用発明の「信号分配回路162」は,入力された信号S0を信号S1と信号Stに分配する回路であって,信号S1と信号Stは,共に信号S0を弱めた信号であるから,信号S1と信号Stは,その大きさが異なるが位相が同じ信号であるから,信号S2の位相の制御は,「移相回路164」で行っていることが明らかである。つまり,移相回路164によって,結合信号Scに対して「所定の使用周波数帯域において,所定の周波数特性と同じ周波数特性であって逆位相となる信号」となるように設定されているといえる。 また,引用発明の「信号分配回路162」は,入力された信号S0を信号S1と信号Stに分配する回路であって,信号S1と信号Stは信号S0を弱めた信号であって,信号S1が移相回路164を介した信号S2が結合信号Scと同じ大きさになる,すなわち信号S2と結合振幅の絶対値が等しくなるから,信号分配回路162は,信号S2の大きさが結合信号Scの絶対値と等しくなるように信号S0の分配比を制御して信号S1を出力する回路であるといえる。 すなわち,引用発明の「信号分配回路162」は,「第1の経路を高周波信号が通る際の第1の入力端子と第4の出力端子との間の,使用周波数帯域における結合振幅の絶対値と,第2の信号経路を高周波信号が通る際の第1の入力端子と第4の出力端子との間の,使用周波数帯域における結合振幅の絶対値とが等しくなるよう」に分配比を決定しているといえる。 さらに,「信号分配回路162」と「信号結合回路166」は双方向の通信が可能な回路であるから,引用発明の「信号結合回路166」も「信号分配回路162」と同様の回路であることが明らかである。 したがって,引用発明は,「信号分配回路162の分配比と信号結合回路166の分配比とは,第1の経路を高周波信号が通る際の第1の入力端子と第4の出力端子との間の,使用周波数帯域における結合振幅の絶対値と,第2の信号経路を高周波信号が通る際の第1の入力端子と第4の出力端子との間の,使用周波数帯域における結合振幅の絶対値とが等しくなるように設定」しているといえる。 したがって,本願発明と引用発明とは, 「第1の入出力端子から入力された信号を第2及び第3の入出力端子に分配する第1の信号分配手段と, 第4の入出力端子から入力された信号を第5及び第6の入出力端子に分配する第2の信号分配手段と, 前記第3の入出力端子と前記第6の入出力端子との間に接続され,前記第1の信号分配手段又は前記第2の信号分配手段により分配された信号の位相を調整する位相調整回路とを備え, 前記位相調整回路は, 伝送線路と所定の要素を有し, 所定の使用周波数帯域において,所定の周波数特性と同じ周波数特性であって逆位相となるように設定され, 前記第1の信号分配手段の分配比と前記第2の信号分配手段の分配比とは,前記第1の信号経路を高周波信号が通る際の前記第1の入出力端子と前記第4の入出力端子との間の,前記使用周波数帯域における結合振幅の絶対値と,前記第2の信号経路を高周波信号が通る際の前記第1の入出力端子と前記第4の入出力端子との間の,前記使用周波数帯域における結合振幅の絶対値とが等しくなるように設定されていることを特徴とする減結合回路。」 で一致し, 相違点 本願発明は,「位相調整回路」に関し,「一端が前記第3の入出力端子と接続され,他端が前記第6の入出力端子と接続されている伝送線路」と「前記伝送線路に対してシャントに接続,あるいは,前記伝送線路と直列に接続されている共振回路」を備えていて,「伝送線路」と「共振回路」に関し, 共振回路が,「前記共振回路のQ値は,前記第1の入出力端子から前記第2及び第5の入出力端子を通じて前記第4の入出力端子に至る第1の信号経路を高周波信号が通る際の前記第1の入出力端子と前記第4の入出力端子との間の,使用周波数帯域における結合振幅の変化特性と,前記第1の入出力端子から前記振幅位相調整手段を通じて前記第4の入出力端子に至る第2の信号経路を高周波信号が通る際の前記第1の入出力端子と前記第4の入出力端子との間の,前記使用周波数帯域における結合振幅の変化特性とが等しくなるように設定」され, 伝送線路が,「前記伝送線路の長さは,前記第1の信号経路を高周波信号が通る際の前記第1の入出力端子と前記第4の入出力端子との間の結合位相と,前記第2の信号経路を高周波信号が通る際の前記第1の入出力端子と前記第4の入出力端子との間の結合位相とが前記使用周波数帯域の全体で逆位相になるように設定」されているのに対し, 引用発明は,「位相調整回路」に関し,「伝送線路と受動及び/又は能動要素」で構成されているもののどのような回路を備えているか,具体的には共振回路を備えているか明記がなく, 共振回路が,「前記共振回路のQ値は,前記第1の入出力端子から前記第2及び第5の入出力端子を通じて前記第4の入出力端子に至る第1の信号経路を高周波信号が通る際の前記第1の入出力端子と前記第4の入出力端子との間の,使用周波数帯域における結合振幅の変化特性と,前記第1の入出力端子から前記振幅位相調整手段を通じて前記第4の入出力端子に至る第2の信号経路を高周波信号が通る際の前記第1の入出力端子と前記第4の入出力端子との間の,前記使用周波数帯域における結合振幅の変化特性とが等しくなるように設定」され, 伝送線路が,「前記伝送線路の長さは,前記第1の信号経路を高周波信号が通る際の前記第1の入出力端子と前記第4の入出力端子との間の結合位相と,前記第2の信号経路を高周波信号が通る際の前記第1の入出力端子と前記第4の入出力端子との間の結合位相とが前記使用周波数帯域の全体で逆位相になるように設定」されている記載も無い点。 で相違する。 6.当審の判断 上記相違点について検討する。 引用発明において,信号処理回路160は,信号分配回路162と移相回路164と信号結合回路166を備えた回路であって,信号S2を結合信号Scと同じ大きさで逆位相の信号となるように制御する回路である。 ここで,信号分配回路162は,入力信号S0を信号Stと信号S1に分配する回路であって,信号Stと信号S1は信号S0を弱めた信号である。すなわち,信号S0,信号St,信号S1の位相は同じであるから,信号分配回路162において,信号S2の位相を制御することはできない。 したがって,信号S2が結合信号Scと逆位相となるように制御するための「位相」の制御は,移相回路164が行っていることは明らかである。 一方,引用発明の移相回路164は適切な長さの伝送線路と受動及び/又は能動要素を有しているが,その具体的な構成として,周知の「伝送線路と,伝送線路と接地の間に接続されている共振回路を備える位相調整回路」を用いることは容易に想到しうることである。 ここで,共振回路が伝送線路と接地の間に接続されているとは,伝送線路に対して分岐して接続されていることであるから,「伝送線路と接地の間に接続されている共振回路」は,「伝送線路に対してシャントに接続されている共振回路」である。 ここで一般に,「共振回路」が,周波数に対する所定の位相の変化と,所定の振幅が通過するという特性,すなわち周波数帯域における位相の変化特性と振幅の変化特性を有することが技術常識であって,周波数に対する振幅の変化特性としてQ値を用いることが一般的であるから,「結合振幅の変化特性」とは「Q値」である。 すなわち,引用発明の移相回路164として,周知技術の位相調整回路を用いた場合,移相回路164は共振回路が有する「Q値」に応じた周波数に対する振幅の変化特性も有していることは明らかである。 そして,アンテナ120,140を介する第1の信号経路で生じる周波数に対する振幅の変化特性と同じ振幅の変化特性を位相調整回路が有することが必要であるから,「共振回路のQ値」を,前記第1の入出力端子から前記第2及び第5の入出力端子を通じて前記第4の入出力端子に至る第1の信号経路を高周波信号が通る際の前記第1の入出力端子と前記第4の入出力端子との間の,使用周波数帯域における結合振幅の変化特性と,前記第1の入出力端子から前記振幅位相調整手段を通じて前記第4の入出力端子に至る第2の信号経路を高周波信号が通る際の前記第1の入出力端子と前記第4の入出力端子との間の,前記使用周波数帯域における結合振幅の変化特性とが等しくなるように設定することは明らかである。 一方,高周波信号の伝送にあたり,「伝送線路」が信号の遅延,すなわち移相を行うことは技術常識であるから,「信号分配回路162」と「信号結合回路166」との間の,すなわち,「一端が前記第3の入出力端子と接続され,他端が前記第6の入出力端子と接続」されている「伝送線路」により,結合信号Scに対する信号S2の移相が逆位相となることは明らかである。 つまり,当該「伝送線路」の「長さ」は,結合信号Scに対して信号S2の位相が逆位相となるだけの長さである。 すなわち,引用発明の位相調整回路として,周知技術の位相調整回路を用いた場合,当該「伝送線路」の「長さ」は,前記第1の信号経路を高周波信号が通る際の前記第1の入出力端子と前記第4の入出力端子との間の結合位相と,前記第2の信号経路を高周波信号が通る際の前記第1の入出力端子と前記第4の入出力端子との間の結合位相とが前記使用周波数帯域の全体で逆位相になるように設定されることは明らかである。 7.請求人の主張について 請求人は,平成30年8月16日の意見書において,引用文献1には,「使用周波数帯域の全体で同振幅かつ逆位相にする」という技術思想が記載されていない旨主張しているから,該主張について検討する。 引用発明の信号処理回路160は,IEEE 802.11n装置やLTE装置としての通信装置の信号処理回路であり,IEEE 802.11nやLTEは,所定の使用周波数帯域が割当てられており,通信しようとする時に,該使用周波数帯域から所定の周波数が割り当てられて通信を行う通信規格であって,単一の周波数を用いる通信規格ではないことが技術常識である。 そうすると,引用発明の信号処理回路160が,使用周波数帯域の一部の周波数のみに対して,同振幅かつ逆位相,すなわち減結合が行われるのであれば,通信を行うにあたり,割り当てられた周波数に応じて減結合が行われたり行われなかったりすることとなるが,このような状況は,通信装置の回路の設計として極めて不自然な設計であると言わざるを得ない。 さらに,引用文献1の[0033]と[0034]に,送受信信号の周波数帯域,要求帯域幅に応じて素子の値を設計することが記載されていることを考慮すれば,引用発明において,同振幅かつ逆位相であるのは,「使用周波数帯域の全体」であると解するべきであるから,請求人の主張は採用されない。 8.むすび 以上のとおりであるから,本願発明は,特許法第29条第2項の規定により特許を受けることができない。 したがって,他の請求項について論及するまでもなく,本願は拒絶すべきものである。 よって,結論のとおり審決する。 |
| 審理終結日 | 2018-12-17 |
| 結審通知日 | 2018-12-18 |
| 審決日 | 2019-01-07 |
| 出願番号 | 特願2015-541406(P2015-541406) |
| 審決分類 |
P
1
8・
121-
WZ
(H01Q)
|
| 最終処分 | 不成立 |
| 前審関与審査官 | 佐藤 当秀 |
| 特許庁審判長 |
北岡 浩 |
| 特許庁審判官 |
古河 雅輝 吉田 隆之 |
| 発明の名称 | 減結合回路 |
| 代理人 | 辻岡 将昭 |
| 代理人 | 坂元 辰哉 |
| 代理人 | 濱田 初音 |
| 代理人 | 中島 成 |
| 代理人 | 田澤 英昭 |
| 代理人 | 井上 和真 |
